信号

追答关闭下阀，打开上阀，可以检查管网压力是否稳定，有没有泄露；关闭上阀，打开下阀，可以单独测试湿报阀功能。同时关闭，可以对湿报阀进行维修。

湿报阀是消防自动喷淋的控制装置，湿报阀进水口为系统供水侧，湿报阀出水口为管网侧。下边的压力表表示系统供水的水压，上边的压力表表示管网侧的水压。装2个信号阀，目的是便于湿报阀的调试和维修。一、安装两个信号蝶阀以及压力表解释：由于阀瓣的自重和阀瓣前后所受水的总压力不同，阀瓣处于关闭状态（阀瓣上面的总压力大于阀芯下面的总压力）。发生火灾时，闭式喷头喷水，由于水压平衡小孔来不及补水，报警阀上面水压下降，此时阀瓣前水压大于阀瓣后水压，于是阀瓣开启，向立管及管网供水，同时水沿着报警阀的环形槽进入延时器、压力开关及水力警铃等设施，发出火警信号并启动消防泵。二、湿式报警阀工作原理湿式报警阀、延迟器、水力警铃的额定工作压力应符合1.2MPa,1.6MPa等系列压力等级。湿式报警阀与工作压力等级较低的设备配装使用时，允许将阀进出口接头按承受较低压力等级加工，但在阀上应注明使用的较低的压力等级。公称直径，湿式报警阀进出口公称直径为50mm,65mm,80mm,100mm,125mm,150mm,200mm,250mm,300mm。湿式报警阀座圈处的直径可以小于公称直径。扩展资料：一、两个压力表的区别：除阀全开位置外，阀瓣组件与阀体内壁之间的间隙对于铸铁阀体不应小于12mm，对于有色金属或不锈钢阀体不应小于6mm。阀在关闭位置，阀瓣或阀瓣上金属零件与阀座内缘之间至少有6mm的径向间隙。,阀座外可能卡住碎屑的环形空间深度不应小于3mm.连接尺寸湿式报警阀采用法兰连接方式时，法兰连接尺寸、法兰密封面型式和尺寸应符合GB/T9112的规定。湿式报警阀采用沟槽式连接或其他连接方式时，应符合相应的通用标准额定工作压力1.2MPa,1.6MPa的湿式报警阀配套使用的管件,其结构尺寸应符合GB/T3287的规定，湿式报警阀采用紧固件机械性能应符合GB/T3098.1-GB/T3098.3《紧固件机械性能》的规定，其设计载荷应满足要。二、温馨提示湿式报警阀在安装时，应注意阀体的方向．并在安装前进行管道冲洗，避免泥沙污物沉积，防止堵塞环形槽。安装时，如果发现湿式报警阀即使处于关闭状态，仍有水不断从延时器的排水口流出，说明阀瓣密封不严，应检查修理或更新。应定期检查报警系统的工作状态，一般可通过自动喷淋系统的末端试验装置进行放水，以确认压力开关、水力警铃和湿式报警阀是否正常通水。经常检查管路系统有无堵塞情况。检查方法是：关闭通至延时器、水力警铃管道上的阀门，打开主排水管的球阀，如有大量水流出说明管道通畅。参考资料来源：百度百科-湿式报警阀

自带蓄电池的应急灯应进两根火线。一根是通过开关的正常使用火线，开关一合灯就亮。另一根直接来自电源，接在蓄电池控制器上，完成给蓄电池充电和给控制器提供控制电源两个作用。一旦失火断电，蓄电池控制器断电，常闭点闭合，电池投入供电。原理图：应急灯的种类：手提应急灯，消防应急灯，节能应急灯，供应应急灯，水下应急灯，可充电应急灯，太阳能应急灯等多种应急灯，常见的应急灯是消防应急灯，消防应急灯具有应急时间长，高亮度具有断电自动应急功能、耗电小、亮度高、使用寿命长等特点，边上设计有电源开关和指显灯。按工作状态可分为三类：①持续式应急灯。不管正常照明电源有否故障，能持续提供照明。②非持续式应急灯。只有当正常照明电源发生故障时才提供照明。③复合应急灯。灯应急照明灯具内装有两个以上光源，至少有一个可在正常照明电源发生故障时提供照明。按功能可分为两类：①照明型灯具。在发生事故时，能向走道、出口通道、楼梯和潜在危险区提供必要的照明。②标志型灯具。能醒目地指示出口及通道方向，灯上有文字和图示，标志面亮度为7～10cd/m2，文字的笔画粗度至少19mm，高度至少150mm，观察距离30m，透光文字与背景有较大的对比。应急灯特点：1、灯体先用优质金属喷塑灯箱，分层分色设计，外形新颖美观。2、智能故障自动检测功能，工作稳定可靠。3、应急转换速度快（≤0.2秒）。4、高亮LED光源应用，耗电量低，超长使用寿命。5、灯头采用椭圆形金属喷塑，立体感强。6、灯头可360度转动，灯光聚焦较好。

Vout+ 和Vout-这两个输出信号之间的关系是差分的也就是说，Vout+和Vout-之间的差值是随着压力的变化而呈现出线性变换的，从下图可以看出它们之间的线性关系：后级需要对这个Vo = Vout+ - Vout-进行放大处理，只需要一个运放组成一个差分电路即可。

没听说过这东西啊

用simulink实现一个峰值信号发生器步骤如下。1、打开MATLAB软件，点击左上角的新建。2、然后选择simulinkModel，如下图所示。3、此时将进入如下图所示的Simulink界面，点击工具栏中的LibraryBrowser。4、此时将打开Simulink的库浏览器，存放着用于建立仿真模型的设备及器件等模块.5、选择上述模型库中小模块，拖动到Simulink仿真模型窗口中。6、基本的仿真模型需要信号发生装置，可选择各种信号发生器，如正弦波信号发生器，将其拖动到仿真模型框图。7、有了信号发生装置，作为一个合理的仿真模型则必有信号接收与显示装置，选择Scope进行波形显示。8、选择好基本的输入输出装置后，在仿真模型框图中布局好装置位置并进行连线。9、仿真模型连线完毕后，检查无误后就可以按下Run按钮，运行的仿真程序了。10、在显示器件中观察仿真结果，并进行模型调整与修改。

手机连接无线WiFi上网，速度变慢的可能原因是：1.开启了迅雷、windows更新等网络占用软件。2.路由器设置了带宽控制。3.无线路由器被蹭网。4.线路问题，如网线未接稳，网线质量差、线序错误等。5.路由器运行时间过长，内部过热。6.无线干扰。解决方法：1.启用杀软的流量监控功能，查看哪些软件占用网速。2.进入路由器网关的流量管理界面，查看哪台设备占用网速高，并记录。3.进入路由器网关的DHCP界面，查看是否有未知蹭网设备联网。记录蹭网设备MAC地址，通过高级设置中的MAC过滤，禁止其网路访问。4.关闭路由器5分钟，检查线路连接是否正常。5.将无线路由器远离电磁设备。缩短网络设备与无线路由器距离，减少信号衰减与干扰的可能，还可增加无线中继放大扩展WiFi信号覆盖范围。

求大佬指示，连接不上电路

1.从工作空间中输入数据 matlab--+>simulink--+>sources--+>from workspace (sinim)//这个from workspace（sinim) 构造simin如下t=0:0.1:10;y=t.*sin(t);simin=[t;y]";就可以了，如果y是多维数组，需要用structure比如y=[t.*sin(t);sin(t)];simin.time=t;simin.signals.values=y;simin.signals.dimensions=2;2.从外部输入数据文件 matlab--+>simulink--+>sources--+>from file (untilted.mat),说明:untilted.mat是matlab数据格式,你可将输入文件存到 .txt文件,然后到如到工作空间,最后使用save保存这个工作空间的数据变量. 这种方法跟第一种类似，按上面的格式构造数据，然后保存成mat文件，就可以用from file模块读入了3.从simulink字系统中互相导入数据 matlab--+>simulink--+>sources--+>In1(1) 这种是从母系统中导入数据比如子系统中有个输入是in1,那么在母系统中，子系统对应的模块就有一个输入管脚对应in14.将数据导出到工作空间 matlab--+>simulink--+>sinks--+>to workspace(simout) 5.将数据导出到文件 matlab--+>simulink--+>sinks--+>to file (untilted.mat) 6.将数据导出到simulink字系统 matlab--+>simulink--+>sinks--+>out(1) 导出跟导入类似，你试试就明白了

在Simulink中设置以下模型：（如果使用示波器显示数据类型转换，这里有两个用于三路信号显示的示波器）。2、其中，调制波设定为0.5的常数，载波设定参数和相应的载波波形如下。3、运行后，PWM脉冲波形如图2所示，占空比为25％。4、如果要调整脉冲的占空比，保持载波恒定并调整调制波。在这里，将调制波常数设置为0，如下所示，脉冲占空比为50％。

在SIMULINK中SOURCE中选一个信号，比如STEP，作为输入信号，扰动加通道的在加法器上。激励源用step,sinewave,randomnumber，作用一段时间用counter+switch实现。在系统中，输入信号取阶跃信号r1，输出连接到示波器c2上，G4与G3为燃烧室系统的主副传递函数，q4、q3为施加在系统上的一次、二次扰动信号（取单位阶跃的形式），PID_controller3是PID控制。扩展资料：可以直接设置PID的三个参数，通过调整三个参数，得到最佳响应的曲线。再令一次扰动信号单独作用，观察系统的响应波形，一次扰动信号使系统产生的振幅在0.1---0.12之间。可以看到，在单级PID系统中，系统对于给定的输入阶跃信号在振动两次之后趋于稳定。调节PID参数，可以控制系统响应的超调量，稳定时间，衰减比等等一系列相关参数。参考资料来源：百度百科——MATLAB/Simulink系统仿真

·覆盖离散傅立叶变换（DFT）和快速傅立叶变换（FFT）算法，并对其进行了更加合理清晰的重组——介绍DFT，并在阐明傅立叶分析后描述其快速计算·描述模拟信号模数转换中涉及的运算和技术·在时域研究线性时不变离散时间系统和离散时间信号的特性·考虑双边z变换和单边z变换，并描述了求z反变换的方法·在频域分析信号与系统，给出连续时间信号与离散时间信号的傅立叶级数与傅立叶变换·实现无限冲激响应（IIR）与有限冲激响应（FIR）系统的结构形式，包括直接型、级联型、并联型、格型和格梯型·采样频率转换基础与多采样率转换系统·功率谱估计的详细测试，并讨论了非参数方法、基于模型的方法和基于特征分解的方法，包括MUSIC算法和ESPRIT算法·全书囊括了许多实例，并提供大约500个可解决的问题本书既适合作为本科生学习离散系统和数字信号处理课程的教材，又适合研究生一年级学习数字信号处理课程时作为教材使用。

参考方法高精度正弦波频率估计综合方法 以下分析了正弦波的DFT系数的结构，通过DFT系数的相位信息，可以对正弦波的频率作精确的估计.该算法与Rife的算法性能互补，结合这两种算法，得到了一种综合算法.计算机模拟结果显示，本算法精度高，而增加的计算量并不大，并且容易硬件实现.关键词:频率估计，DFT系数，相应信息A Fast and Accurate Single Frequency Estimator Synthetic ApproachLiu Yu(Dept.of Electronic Engineering,Nanjing Unio.of Aeronantics & Astronautics,Nanjing 210016)Abstract:　The structure of the DFT coefficients of a sine wave is analysed.A new accurate frequency estimator for a single sinusoid is proposed by using the information obtained from the phase of the DFT coefficients.Its performance is complemental with Rife algorithm.So that synthetic approach is proposed.The simulation results indicate that this approach is much better than the DFT and some other fast methods at the cost of double FFT which is far less than the MLE in computer time.Key words:　Frequency estimation,DFT coefficient,Phase information一、引　言　　对被噪声污染的正弦波信号进行频率估计是一个十分重要的课题，它在通讯、雷达、声纳等领域有应用价值，尤其在电子侦察脉内信号处理中扮演了极其重要的角色.　　文献［2］给出了在高斯白噪声中对正弦波信号频率进行最大似然估计(MLE)算法，估计误差的方差达到了克拉美-罗限，因此是最优估计.由于MLE算法计算量大，难以实时进行处理.在一些对频率估计精度要求不高的场合，往往采用DFT对频率进行粗估计［3］.对于短时宽、强干扰正弦波信号进行快速、精确的频率估计，引起了信号处理界的重视.文献［5］提出了线性预测频率估计算法，文献［4］提出了相位平均算法，以及许多特征分解算法.　　本文对FFT算法为基础，对正弦波的DFT系数做了深入的研究，分别利用两根谱线或最大谱线的相位信息，得到了两种估计方法.并分析了它们的利弊，最后得到一种快速、精确的频率估计算法.　　本算法只需进行两次FFT，因而计算量比最大似然估计小得多，然而估计的误差却比DFT小得多，计算机模拟的结果将显示它的优良性能.二、正弦波的DFT系数　　正弦波：s(t)=acos(2πf0t+Φ0),(0tT)其中a,f0,Φ0分别为振幅、频率和初相.　　为了分析方便，我们引入s(t)的解析信号g(t)，　　　　　　　　　　g(t)=a.ej(2πf0t+Φ0)　　　　　　　(1)　　对g(t)进行采样　g(n.Δt)=a.ej(2πf0nΔt+Φ0)　　　　　　(2)　　其中，Δt为采样间隔.设T=N.Δt,则{gn},n=1,2…,N-1是g(t)的一个离散采样序列，它的DFT系数为　　　　　　　　ω0=2πf0，是角频率.上式可写成以下形式　　　由式(5)可知vk包含了f0的信息.现研究如何从DFT系数式(6)中精确地提取被估计正弦波的频率.三、双线幅度法(Rife方法)　　如果Gk0是{gn}的DFT的最大值谱线，文献［2］给出了正弦波频率f0的近似表达式.　　其中，r=±1，当|Gk0+1||Gk0-1|时，r=-1，当|Gk0+1||Gk0-1|时，r=1　　式(7)是正弦波信号的频率估计表达式，当N很大时，精度很高，它利用了g(t)的两根谱线，因此提取了关于频率的更多信息.　　式(7)是在没有噪声的情况下推导得到的.当存在噪声时接收信号x(t)=g(t)+n(t).因此{xn}的DFT系数由两部分组成：Xk=Gk+Nk　　Nk是噪声序列的DFT系数，显然它是随机变量.　　于是可能出现下述情况：　　　　但由于噪声的影响，可能导致|Xk0-1|ue024|Xk0+1|，那么由式(7)定义的0将出现在k0fs/N的左边，即0＜k0fx/N，造成估计误差比仅用DFT的粗略估计还要大.　　计算机模拟的结果表明，在适度的信噪比条件下，当f0离最大谱线的位置k0fs/N不十分接近时，由式(7)定义的0，性能是很好的，频率估计的误差远远小于DFT算法.反之，当信噪比较低而且f0十分接近k0fs/N时，估计的误差将可能大于DFT算法.　　我们将称式(7)定义的正弦波频率估计算法为Rife算法，也称为双线幅度法.四、单线相位法　　被估计频率f0十分接近k0fs/N,意味着信号g(t)在频率k0fs/N上的投影远大于在其它离散频率上的投影，也即|Gk0||Gk0+β|,(β=±1，±2，……)在这种情况下能否只用一根最大谱线就能得到f0的精确估计呢?本节将给出有效的方法.　　式(6)给出了复正弦波的DFT系数表达式，如果初相Φ0=0，那么　　　　　　　　tg［(N-1)vk(Δt/2)］=-Im(Gk)/Re(Gk)=α　　　　(9)　　式中Im(.)、Re(.)分别表示取实部和虚部.　　所以　　　　　　　　　　　如有噪声存在，那么频率的估计值为：　　　　　上式仅用一根谱线就得到了频率的精确估计，与常规的方法不同的是，我们利用了DFT系数的相位信息.但这仅仅适用于初相为零或已知初相的情况.在实际的应用场合，初相不可能是已知的，于是我们设法去掉初相.　　对信号g(t)取两个不同长度的序列，它们为：{gn}n=0,1,2,…,N-1,{gn}m=0,1,2,…,M-1,M＜N.　　采样间隔都等于Δt.对{gm}和{gn}分别做DFT，则有：设k0，k1分别为式(13)、(14)的最大谱线位置，那么：　　　　　　　　　　　v0k0=2πk0/(NΔt-ω0)　　　　(15)　　　　　　　　　　　v0k1=2πk1/(MΔt-ω0)　　　　(16)tg［(N-1)v0k0Δt/(2-Φ0)］=-Im(0Gk0)/Re(0Gk0)=α0　　(17)tg［(M-1)v1k1Δt/(2-Φ0)］=-Im(1Gk1)/Re(1Gk1)=α1　　(18)　　　　　　　(N-1)v0k0Δt/(2-Φ0)=tg-1α0　　　　　　(19)　　　　　　　(M-1)v1k1Δt/(2-Φ0)=tg-1α1　　　　　　(20)［(N-1)v0k0-(M-1)v1k1］Δt/2=tg-1α0-tg-1α1=β　　　(21)将式(15)、(16)定义的v0k0、V1k，代入上式，并经过整理可得:　　　　　因为有噪声存在，将0Xk0、1Xk1代替式(17)、(18)中的0Gk0、1Gk1，便得到0.　　由于反正切函数是多值函数，在计算过程中只能取主值范围(-π,π)，因此可能存在相位模糊.　　但从式(22)可看到，如果一旦出现相位模糊，带来的频率估计误差Δ0为：　　　　　　|Δ0|=2/［(N-M)Δt］=2fs/(N-M)　　　　　(23)由于|Δ0|至少大于两个DFT量化频率单位，所以很容易发现，并且容易纠正.五、频率估计综合算法　　从上两节的分析中，可以看到两种精确频率估计算法各有利弊，然而它们各自的缺陷却可以互相弥补.　　我们可通过智能化判断，在不同的频段采用不同的估计算法，使估计的整体性能提高.综合算法的步骤如下：先定义几种频率估计的信号：最终估计.　　步骤一：如果|00-02|ue025fs/10N，则认为f0充分接近k0fs/N，取0e=02.　　步骤二：如果4fs/10N＜|00-02|ue025fs/(N-M)，则认为f0充分接近(k0+1/2)fs/N，取0e=01.　　步骤三：如果fs/1-N＜|00-02|ue0254fs/10N，则取0e=01+02/2.　　步骤四：如果|00-02|＞fs/(N-M)，则认为发生相位模糊，显然02不能再被使用，然后再判断如果fs/10N＜|00-01|，则取0e=01.　　步骤五：如果|00-01|＜fs/10N并且|00-02|＞fs/(N-M)，当00＞02，则0e=02+2fs/(N-M)，否则0e=02-2fs/(N-M).　　本算法在FFT的基础上，增加了少量的计算量，使频率估计精度比FFT提高了很多.计算机仿真的结果将显示算法的性能.六、计算机模拟的结果　　本节给出了上述几种算法的计算机模拟结果，并与Kay的算法进行了比较.　　设接收信号为：x(t)=acos(2πf0t+Φ0)+n(t)　　n(t)是零均值、方差为σ2的白高斯噪声过程，信噪比定义为：SNR=a2/2σ2.　　在仿真中，采样间隔Δt=5×10-9s，样本数为N，取M=3N/4.因此DFT的量化频率Δf=1/N.　　用DFT作频率粗略估计，估计的平均误差等于Δf/4，均方根误差为Δf/23.　　设f1为DFT的某个量化频率，现取f1=fs/4=50MHz，从f1到f1+Δf/2取11个离散频率fi=f1+(i-1)Δf/20,(i=1,2,…,11)，对频率为fi的正弦波，按上述的三种方法进行频率估计.　　对fi进行100次Monte Caro模拟，对模拟的结果，计算各种算法的估计平均值、均方根误差和平均绝对误差.　　最后再对各种算法在上述的11个离散频率上的估计误差，计算它们的总体平均估计误差.由于篇幅限制，表1中仅列出i=1、3、5、7、9、11，6个离散频率上的有关数据.表1　被估频率(MHz)综合估计算法 双线幅度法 单线相位法mean(MHz) RMS(kHz) mae(kHz) mean(MHz) RMS(kHz) mae(kHz) mean(MHz) RMS(kHz) mae(kHz)50.000 50.001 15 13 49.995 38 36 50.001 15 1350.078 50.079 18 14 50.034 92 61 50.079 18 1450.156 50.154 22 14 50.157 34 18 50.157 18 1450.234 50.234 13 10 50.235 14 12 50.235 20 1550.312 50.312 13 10 50.312 13 10 44.061 6251 625150.391 50.387 14 10 50.387 14 10 51.701 3903 2452平均误差 　 16.636 12.364 　 36.455 25.727 　 1650 1409　表：N=256,SNR=6dB,Φ0=2，作100次Monte Caro模拟　　表1中mean:模拟的平均值，RMS：均方根误差，mae：平均绝对误差　　表1中的数据表明，当初相Φ0较大，而被估计频率又接近两相邻离散频率的中点时，单线相位法产生了相位模糊，但本算法成功地解决了这个问题，综合算法仍保持了良好的性能.　　从分析和仿真的结果可以看到双线幅度法与单线相位法确实性能互补.我们的综合算法在所有的频率区域性能最稳定，因而平均误差最小.从表中的数据可以看到综合算法的平均均方根误差不到相应的DFT估计的10%，略小于克拉美-罗限的两倍.而本算法所需的计算量仅为两次FFT，比最大似然估计少得多.　　本算法比Kay的相位平均法性能好得多，Kay的算法需要较高的门限信噪比，且信号必须是严格的复信号，如按常规的方法将实信号变换成相应的解析信号，然后再用Kay的算法性能会下降许多.至于Tretter的线性预测算法性能更差.七、结　　论　　由于利用了DFT系数的相位信息，得到了被估计正弦波的频率的较精确估计的算法——单线相位法，与双线幅度法相比，它们的优劣在不同的频率区域中恰好互补，于是提出了综合的算法.计算机模拟的结果表明，这种综合算法在所有的频率区域保持了稳定的、较好的性能.　　本算法所需的计算量为两次FFT，大大低于最大似然估计算法，而均方根误差小于两倍的克拉美-罗限，比DFT粗略估计性能好得多.该算法易于硬件实现，对信号进行实时处理，因此有着广泛的应用前景.*航空基金资助课题作者简介:刘　渝　1945年出生，1968年毕业于中国科技大学，1981年在该校获硕士学位，同年到南京航空航天大学电子工程系工作.现从事信号检测、阵列信号处理、现代谱估计和电子智能等领域工作，曾发表论文十余篇作者单位:南京航空航天大学电子工程系，南京 210016参考文献［1］　D.C.Rife,R.R.Boorstyn.Single-tone parameter estimation from discrete-time observation.IEEE Trans.Inform.Theory,1974,IT-20(5):591～598［2］　D.C.Rife,G.A.Vincent.Use of the discrete Fourier transform in the measurement of frequencies and levels of tones.Bell Syst.Tech.J.,1970,49:197～228［3］　L.C.Palmer.Coarse frequency estiamtion using the discrete Fourier transform.IEEE Trans.Inform.Thoery,1974,IT-20(1):104～109［4］　S.Kay.A fast and accurate single frequency estimator.IEEE Trans.1989,ASSP-37(12):1987～1990［5］　S.A.Tretter.Estimation the frequency of a noisy sinusoid by linear regression.IEEE Trans.Inform.Thoery,1985,IT-31(6):832～835希望对您有帮助

长度为质数的你可以补0，所以FFT仍然具有高效性

FFT只是DFT的一种计算机快速算法，结果与DFT相同DFT可以说是是一切离散变化分析的前身，因为变化形式相似。DFT就是把时域信号变化为频域，以得简明的物理含义与处理方法。

为什么乘积累

安全使用入厂检查吧,很多时不是一个问题引起的,自己动手因小失。

应该是没问题，可以具体的去当地的电信营业厅去进行询问，了解

一起装一个电信宽带。信号是否稳定，办理网的话够用吗？你就办理十全十美那个。是最好用的。

两个三极管是用来放大信号的电压人然后给Ad8330差分放大器两个输入端比较电压，最后输出放大的差分电压

不同频率的电路可以叠加，同频率的不可以

　　出于对“5月离场”的恐慌，VIX指数突破50日均线，但是止步于50-1布林带上轨。 　　分析师Tom McClellan注意到标普500指数和50-1布林带上轨之间存在一定关系。 　　图为标普500指数和50-1布林带上轨的走势比较，可以看出 两者之间存在负相关关系 。自2018年12月低点以来，布林带上轨的长期连续下行准确地拟合了标普500的强劲上涨趋势。 　　 而当布林带上轨指标处于低位时，往往伴随着标普的顶部 。完成顶部需要一段时间，在此期间指标会出现一定的钝化。因此，布林带上轨自低位开始上涨可能并不是顶部的尾声。 　　当VIX指数的50日均线开始上扬，波动率上升令布林带宽度增加，且两者组合成向上倾斜的布林带时，通常和股市下降相关。McClellan认为这将是一个重要的信号，而现在还未出现。 （文章来源：图表家）

　　流年似水，光阴如梭。近20年的求学生涯即将完结，开始步入事业领域他将全面检验我各　　方面的能力：学习、生活、心理、身体、思想等等。就像是一块试金石，检　　验我能否将所学理论知识用到实践中去。关系到我将来能否顺利的立足于这　　个充满挑战的社会，也是我建立信心的关键所在，所以，我对它的投入也是　　百分之百的！紧张的一个月的实习生活结束了，在这一个多月里我还是有不　　少的收获。实习结束后有必要好好总结一下。首先，通过一个多月的实习，　　通过实践，使我学到了很多实践知识。所谓实践是检验真理的唯一标准，通　　过旁站，使我近距离的观察了整个房屋的建造过程，学到了很多很适用的具　　体的施工知识，这些知识往往是我在学校很少接触，很少注意的，但又是十　　分重要基础的知识。　　比如说混泥土的裂缝原因及处里这是一个很复杂的问题，那我就说说我的　　见解吧：　　1 裂缝的原因混凝土中产生裂缝有多种原因，主要是温度和湿度的变化，混凝土的脆性和不　　均匀性，以及结构不合理，原材料不合格（如碱骨料反应），模板变形，基础　　不均匀沉降等。　　混凝土硬化期间水泥放出大量水化热，内部温度不断上升，在表面引起拉应力。　　后期在降温过程中，由于受到基础或老混凝上的约束，又会在混凝土内部出现　　拉应力。气温的降低也会在混凝土表面引起很大的拉应力。当这些拉应力超出　　混凝土的抗裂能力时，即会出现裂缝。许多混凝土的内部湿度变化很小或变化　　较慢，但表面湿度可能变化较大或发生剧烈变化。如养护不周、时干时湿，表　　面干缩形变受到内部混凝土的约束，也往往导致裂缝。混凝土是一种脆性材料，　　抗拉强度是抗压强度的1／10左右，短期加荷时的极限拉伸变形只有（0.6～1.0）×104， 长期加荷时的极限位伸变形也只有（1.2～2.0）×104.由于原材料不均匀，水灰比不稳定，及运输和浇筑过程中的离析现象，在同一块混凝土中其抗拉强度又是不均匀的，存在着许多抗拉能力很低，易于出现裂缝的薄弱部位。在钢筋混凝土中，拉应力主要是由钢筋承担，混凝土只是承受压应力。在素混凝土内或钢筋混凝上的边缘部位如果结构内出现了拉应力，则须依靠混凝土自身承担。一般设计中均要求不出现拉应力或者只出现很小的拉应力。但是在施工中混凝土由最高温度冷却到运转时期的稳定温度，往往在混凝土内部引起相当大的拉应力。有时温度应力可超过其它外荷载所引起的应力，因此掌握温度应力的变化规律对于进行合理的结构设计和施工极为重要。　　2 温度应力的分析　　根据温度应力的形成过程可分为以下三个阶段：　　（1）早期：自浇筑混凝土开始至水泥放热基本结束，一般约30天。这个阶段的　　两个特征，一是水泥放出大量的水化热，二是混凝上弹性模量的急剧变化。由于　　弹性模量的变化，这一时期在混凝土内形成残余应力。　　（2）中期：自水泥放热作用基本结束时起至混凝土冷却到稳定温度时止，这个　　时期中，温度应力主要是由于混凝土的冷却及外界气温变化所引起，这些应力　　与早期形成的残余应力相叠加，在此期间混凝上的弹性模量变化不大。　　（3）晚期：混凝土完全冷却以后的运转时期。温度应力主要是外界气温变化所　　引起，这些应力与前两种的残余应力相迭加。　　根据温度应力引起的原因可分为两类：　　（1）自生应力：边界上没有任何约束或完全静止的结构，如果内部温度是非线　　性分布的，由于结构本身互相约　　束而出现的温度应力。例如，桥梁墩身，结构尺　　寸相对较大，混凝土冷却时表面温度低，内部温度高，在表面出现拉应力，在中　　间出现压应力。　　（2）约束应力：结构的全部或部分边界受到外界的约束，不能自由变形而引起　　的应力。如箱梁顶板混凝土和护栏混凝土。　　这两种温度应力往往和混凝土的干缩所引起的应力共同作用。　　要想根据已知的温度准确分析出温度应力的分布、大小是一项比较复杂的工作。　　在大多数情况下，需要依靠模型试验或数值计算。混凝土的徐变使温度应力有　　相当大的松驰，计算温度应力时，必须考虑徐变的影响，具体计算这里就不再　　细述。 3 温度的控制和防止裂缝的措施　　为了防止裂缝，减轻温度应力可以从控制温度和改善约束条件两个方面着手。　　控制温度的措施如下：　　（1）采用改善骨料级配，用干硬性混凝土，掺混合料，加引气剂或塑化剂等　　措施以减少混凝土中的水泥用量；　　（2）拌合混凝土时加水或用水将碎石冷却以降低混凝土的浇筑温度；　　（3）热天浇筑混凝土时减少浇筑厚度，利用浇筑层面散热；　　（4）在混凝土中埋设水管，通入冷水降温；　　（5）规定合理的拆模时间，气温骤降时进行表面保温，以免混凝土表面发生　　急剧的温度梯度；　　（6）施工中长期暴露的混凝土浇筑块表面或薄壁结构，在寒冷季节采取保温　　措施； 改善约束条件的措施是：　　（1）合理地分缝分块；　　（2）避免基础过大起伏；　　（3）合理的安排施工工序，避免过大的高差和侧面长期暴露；　　此外，改善混凝土的性能，提高抗裂能力，加强养护，防止表面干缩，特别是　　保证混凝土的质量对防止裂缝是十分重要，应特别注意避免产生贯穿裂缝，出　　现后要恢复其结构的整体性是十分困难的，因此施工中应以预防贯穿性裂缝的　　发生为主。　　在混凝土的施工中，为了提高模板的周转率，往往要求新浇筑的混凝土尽早拆　　模。当混凝土温度高于气温时应适当考虑拆模时间，以免引起混凝土表面的早　　期裂缝。新浇筑早期拆模，在表面引起很大的拉应力，出现“温度冲击”现象。　　在混凝土浇筑初期，由于水化热的散发，表面引起相当大的拉应力，此时表面　　温度亦较气温为高，此时拆除模板，表面温度骤降，必然引起温度梯度，从而　　在表面附加一拉应力，与水化热应力迭加，再加上混凝土干缩，表面的拉应力　　达到很大的数值，就有导致裂缝的危险，但如果在拆除模板后及时在表面覆盖　　一轻型保温材料，如泡沫海棉等，对于防止混凝土表面产生过大的拉应力，具　　有显著的效果。　　加筋对大体积混凝土的温度应力影响很小，因为大体积混凝土的含筋率极低。　　只是对一般钢筋混凝土有影响。在温度不太高及应力低于屈服极限的条件下，　　钢的各项性能是稳定的，而与应力状态、时间及温度无关。钢的线胀系数与混　　凝土线胀系数相差很小，在温度变化时两者间只发生很小的内应力。由于钢的　　弹性模量为混凝土弹性模量的7~15倍，当内混凝土应力达到抗拉强度而开裂时，　　钢筋的应力将不超过100~200kg／cm2..因此，在混凝土中想要利用钢筋来防止　　细小裂缝的出现很困难。但加筋后结构内的裂缝一般就变得数目多、间距小、　　宽度与深度较小了。而且如果钢筋的直径细而间距密时，对提高混凝土抗裂性　　的效果较好。混凝土和钢筋混凝土结构的表面常常会发生细而浅的裂缝，其中　　大多数属于干缩裂缝。虽然这种裂缝一般都较浅，但它对结构的强度和耐久性　　仍有一定的影响。　　为保证混凝土工程质量，防止开裂，提高混凝土的耐久性，正确使用外加剂也　　是减少开裂的措施之一。例如使用减水防裂剂，笔者在实践中总结出其主要作　　用为： （1）混凝土中存在大量毛细孔道，水蒸发后毛细管中产生毛细管张力，使混凝　　土干缩变形。增大毛细孔径可降低毛细管表面张力，但会使混凝土强度降低。　　这个表面张力理论早在六十年代就已被国际上所确认。　　（2）水灰比是影响混凝土收缩的重要因素，使用减水防裂剂可使混凝土用水量　　减少25％。　　（3）水泥用量也是混凝土收缩率的重要因素，掺加减水防裂剂的混凝土在保持　　混凝土强度的条件下可减少15％的水泥用量，其体积用增加骨料用量来补充。　　（4）减水防裂剂可以改善水泥浆的稠度，减少混凝土泌水，减少沉缩变形。　　（5）提高水泥浆与骨料的粘结力，提高的混凝土抗裂性能。　　（6）混凝土在收缩时受到约束产生拉应力，当拉应力大于混凝土抗拉强度时裂　　缝就会产生。减水防裂剂可有效的提高的混凝土抗拉强度，大幅提高混凝土的　　抗裂性能。　　（7）掺加外加剂可使混凝土密实性好，可有效地提高混凝土的抗碳化性，减少　　碳化收缩。　　（8）掺减水防裂剂后混凝土缓凝时间适当，在有效防止水泥迅速水化放热基础　　上，避免因水泥长期不凝而带来的塑性收缩增加。　　（9）掺外加剂混凝土和易性好，表面易摸平，形成微膜，减少水分蒸发，减少　　干燥收缩.　　许多外加剂都有缓凝、增加和易性、改善塑性的功能，我们在工程实践中应多进　　行这方面的实验对比和研究，比单纯的靠改善外部条件，可能会更加简捷、经济。　　4 混凝土的早期养护　　实践证明，混凝土常见的裂缝，大多数是不同深度的表面裂缝，其主要原因是温　　度梯度造成寒冷地区的温度骤降也容易形成裂缝。因此说混凝土的保温对防止表　　面早期裂缝尤其重要。　　从温度应力观点出发，保温应达到下述要求：　　1）防止混凝土内外温度差及混凝土表面梯度，防止表面裂缝。　　2）防止混凝土超冷，应该尽量设法使混凝土的施工期最低温度不低于混凝土使　　用期的稳定温度。　　3）防止老混凝土过冷，以减少新老混凝土间的约束。　　混凝土的早期养护，主要目的在于保持适宜的温湿条件，以达到两个方面的效果　　，一方面使混凝土免受不利温、湿度变形的侵袭，防止有害的冷缩和干缩。一方　　面使水泥水化作用顺利进行，以期达到设计的强度和抗裂能力。　　适宜的温湿度条件是相互关联的。混凝上的保温措施常常也有保湿的效果。　　从理论上分析，新浇混凝土中所含水分完全可以满足水泥水化的要求而有余。但　　由于蒸发等原因常引起水分损失，从而推迟或防碍水泥的水化，表面混凝土最容　　易而且直接受到这种不利影响。因此混凝土浇筑后的最初几天是养护的关键时期，　　在施工中应切实重视起来。　　所以在施工时我们要谨慎的处理这些事件，根据不同情况不同处理。　　这些问题都是在施工事要注意的，在施工时采用何种水泥，用量都是要注意　　的，还有混泥土的早期保养。　　还有模板设计：　　（一）施工准备　　1.模板安装前的基本工作： 1）放线：首先引测建筑的边柱，墙轴线，平以该轴线为起点，引出各条　　轴线。模板放线时，根据施工图用墨线弹出模板的中心线和边线，墙模板要弹　　出模板的边线和外侧控制线，以便于模板安装和校正。　　2）用水准仪把建筑水平标高根据实际标高的要求，直接引测到模板安装　　位置。 3）模板垫底部位应预先找平，杂物清理干净，以保证模板位置正确，防　　止模板底部漏浆或混泥土成形后烂根。　　4）工长事先确定模板的组装设计方案，向施工班组进行技术，质量，安　　全交底。　　5）模板应图刷脱模剂。还有好多注意事项，我在这就不列举了。　　我坚信通过这一段时间的实习，所获得的实践经验对我终身受益，在我毕业　　后的实际工作中将不断的得到验证，我会不断的理解和体会实习中所学到的知识，　　在未来的工作中我将把我所学到的理论知识和实践经验不断的应用到实际工作来，　　充分展示自我的个人价值和人生价值。为实现自我的理想和光明的前程努力！

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那个不是我写出来你就能运用的，等于纸上谈兵，你做的时间久了就自然知道了，装什么器件，后面的电缆长短都会对信号有损耗的

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GSM是采用FDMA（频分）与TDMA（时分）制式相结合的一种通信技术，其网络中所有用户分时使用不同的频率进行通信。在GSM900频段，25MHZ的频率范围划分为124个不同的信道，每个信道带宽为200K，每个信道含8个时隙，即GSM900M频段在同一区域内，可同时供近1000个用户使用。而CDMA是采用码分多址技术的一种通信系统，在这个系统中所有用户都使用同一频率。FDMA、TDMA及CDMA的比较如图2.1. x0dx0ax0dx0a一、GSM的理论基础. x0dx0aGSM系统是第二代数字蜂窝移动通信系统,它采用900MHz频段,在后期又加入了1800MHz频段及1900MHz频段,为便于区别,分别称为GSM900、DCS1800及PCS1900. 凌锐手机具有GSM900MHz及DCS1800MHz两个频段自动切换的功能. x0dx0ax0dx0a初期的GSM的工作频率是890～915MHz(移动台发),935～960MHz(基站发)共25MHz的双工频率;后加入了EGSM(扩展GSM)其频段为880～890MHz(移动台发),925～935MHz(基站发),为与EGSM区别,把前者称之为PGSM。GSM900上行与下行频段的间隔为45MHz,信道间隔为200KHz,可分为124个信道（EGSM加入了975～1023共49个信道）；因此E-GSM共有174个信道。 x0dx0aDCS1800的频段为1710～1785MHz(移动台发),1805～1880MHz(基站发),上行与下行频段的间隔为95MHz，频带宽度为75M，可分为374个信道（512至885）。 x0dx0aPCS1900的频段分为上行：1850～1910MHz，下行：1930～1990MHz，上行与下行频段的间隔为80MHz，频带宽度为60M，可分为300个信道。 x0dx0a每信道分成8个时隙(半速率是有16个),每个时隙信道速率是22.8kb/s,信道总传输速率270.83Kb/s,采用GMSK调制，通信方式是全双工，分集接收，每秒跳频217次,交错信道编码,自适应均衡.现在GSM向前发展开发了GPRS业务，作为2G向3G的过渡方式。 x0dx0ax0dx0a注：GPRS（General Packet Radio Service，通用无线分组业务）作为第二代移动通信技术GSM向第三代移动通信（3G）的过渡技术，是由英国BT Cellnet公司早在1993年提出的，是GSM Phase2+ (1997年)规范实现的内容之一，是一种基于GSM的移动分组数据业务，面向用户提供移动分组的IP或者X.25连接。 x0dx0ax0dx0aGSM手机的话音编码采用RPE-LTP(规则脉冲激励线性预测编码)方案,它每20ms输出260比特,因此速率是13Kb/s.每帧为120/26=4.625ms,每时隙为577us,每比特宽度为3.692us. x0dx0ax0dx0a下图是一个GSM的源编码与信道编码示意图. x0dx0ax0dx0a图2-2-2 GSM的源编码与信道编码 x0dx0ax0dx0a但它还要加入纠错编码.因为话音编码的比特重要性不同,一种是重要的称为I类比特,必需加以保护,即规则脉冲编码与LPC参数比特共182个,加上3位奇偶检验比特,及4位尾比特共189比特.纠错编码使用1/2码率的卷积码,因此共编码为378个比特.260比特中的其余78个比特,则不加以保护.这样加起来,每20ms的总输出是456比特.如图1所示. x0dx0ax0dx0a为了防止抗衰落引起的突了误码,编码后的比特还须进行交织.交织的原理在此从略. x0dx0ax0dx0a二、GSM手机原理框图. x0dx0ax0dx0a图2 GSM移动电话原理框图 x0dx0ax0dx0a移动电话(以下均称手机)电路结构可分为四个部分:无线部分、传输处理部分、接口部分、电源部分。其电路原理可归纳为两大部分：射频电路和基带电路。 x0dx0ax0dx0a1．无线部分 x0dx0ax0dx0a包括天线回路、发送、接收、调制解调和振荡器等高频系统.其中发送部分由射频功率放大器、带通滤波器组成.接收部分由高频滤波、高频放大、变频及中频滤波器组成,调制解调器采用GMSK. x0dx0ax0dx0a2．传输处理 x0dx0ax0dx0a2.1发送通道的处理包括语音编码、信道编码、加密、TDMA帧形成. x0dx0ax0dx0a1)语音编码:用户的话音通过MIC转化成电信号,这个电信号通过ADC转化成数字的、代表语音的13Kbitps的信息流。 x0dx0a2）信道编码：为了检测甚至纠正传输期间产生的差错，在数据流中引入冗余码，通过从信 x0dx0a源数据计算得到的信息来提高其速率。信道编码的结果是一个码字流。 x0dx0a3）交织:将几个码字的比特混合起来,使得在已调制信号中相互靠近的比特能扩展到几个 x0dx0a码字上.由于调制流中连续出错的可能性是紧密相关的,而且由于当差错被去相关后,信道编 x0dx0a码性能会改善,交织的目的就是去除差错及它们在码字中位置的相关性,交织以后,信息流就 x0dx0a成了信息块的序列. x0dx0a4）突发脉冲格式化：为有助于接收信号的同步和均衡，向加密的信息块中增加一些二进制信息使其成为二进制信息块。 x0dx0a5）加密：通过仅由移动台和基站收发台知道的加密方式修改这些信息块的内容。 x0dx0a6）调制：使用GMSK调制技术，在适当时刻将数码信号转变为合适的频率的模拟信号；然后通过射频电路的处理，以无线电波的形式发射出去。 x0dx0ax0dx0a2.2接收通道的处理包括均衡、信道分离、解密、信道解码和语音解码. x0dx0a1）解调：无线电波被天线接收以后，接收机根据多址规则接收相应的信息。在突发脉冲格式化期间引入的附加信息的帮助下对这部分信号进行解调，结果为二进制信息块的序列。 x0dx0a2）均衡：采用均衡解调的目的是校正因复杂地形引起的无线电信号失真。 x0dx0a3）解密：通过与加密相反的方法修改这些比特。 x0dx0a4）去交织：为了重建码字，把不同的突发脉冲的比特放回原位。 x0dx0a5）信道解码：利用附加的冗余码，检测或纠正解调器输出中可能的差错，从解调器的输出中恢复信源信息。 x0dx0a6）语音解码：通过译码器DAC将数字语音信息还原成模拟的语音信号。 x0dx0ax0dx0a控制部分对移动电话进行控制和管理.包括定时控制、数字系统控制、天线系统控制以及人机接口控制等.若采用跳频,还应包括对跳频的控制.控制器采用微处理器. x0dx0ax0dx0a3．接口部分 x0dx0ax0dx0a包括模拟语音接口、数字接口及人机接口三个部分.模拟语音接口包括A/D、D/A变换、话筒和扬声器.数字接口主要是数字终端适配器.人机接口主要有显示器和键盘. x0dx0ax0dx0a4．电源部分 x0dx0ax0dx0a电源部分包括电池直接供电的电路和由电池供电通过专用集成电源IC转换成各路直流电压的电路

问题一：手机用的是什么信号 手机用啥传播信号？电磁波对吧？首先明确一个概念，凡是波，就是连续变化的，就是模拟量 现代通信中的数字通信指的是把原信号础声光电－－模拟）通过时域、频域、空域的离散和模上的量化进行数字化后，加载到载波上，把载波调制后在传送出去，从而提高效率，节省能量和信道 所谓2g、3g的区别不是数字和模拟，二者都是数字的，连对讲机现在都是数字的了，二者区别于不同的编码方式和传输频率 接收信号后都要进行解调，就算来的是数字信号也不能直接使用的。 问题二：手机接收的信号是什么信号 手机之所以能相互通信，笔者认为它是由三部分协调工作的结果，这三部分分别为射频部分、逻辑部分和电源部分，要了解手机的工作原理其实只要了解这三部分是如何工作的就可以了，下面笔者就对这三个部分的工作原理进行分别地介绍。 射频部分 通常射频部分，又是由接受信号部分和发送信号部分组成。手机在接受信号时，首先利用天线把接收到的935-960MHz的射频信号，经U400、SW363，将发射信号的接收信号分开，使收发互不干扰。从U400的第四脚输入第五脚输出，进入接收前端回路。U400的工作状态受第三脚电位的控制，而第三脚电位又受到来自CPU的TXON、RXON信号的控制。经过天线开关的射频信号首先经过带通滤波器FL451的滤波，再送入高频放大管Q418进行放大，Q418的输出经FL452滤波后送Q420混频管进行混频。而本机振荡信号由RXVCO产生，并以FL453滤波后送Q420的基极进行混频，取其差额，从Q420的集电极输出153MHz的中频信号，经FL420滤波后得到153MHz纯净的中柴油机信号，现经Q421放大后送U201的31脚，153MHz的中频信号与153MHz的载波信号在32D53内解调产生RXI和RXQ模拟基带信号，经U201的46#和48#送U501的14#和15#。在U501内经A/D转换后送数字信号处理器做进一步的处理。153MHz的载波由U201的41#、42#、43#接外围电路所构成的306MHz振荡电路，形成306MHz卉波信号，经二频后形成153MHz载波。对于发送部分，从501的21#、22#、23#、24#输出的TXIN、TXIP、TXQN、TXQP发射频带信号进入U201的61#、62#、63#、64#。U201的6#、7#、10#外接一个216MHz的VCO，产生216MHz的载波信号，该信号经U201内的分频器分频产生108MHz的发射中频信号。四路调制信号在U201内完成108MHz载波调制从第4脚输出到U300的4#。U300完成发射取样信号与TXVCO相温柔频，取其差额得108MHz信号与4#输入的TXIF鉴相，产生鉴相误差电压，从第8脚输出去控制变容二极管CR300的容量来改变TXVCO的振荡频率，从Q300的C极输出890-915MHz的发射信号经Q301前级放大和Q302推动后进入功放Q302，放大后的信号进入天线U400的第1脚，再从U400的4#送天线发射出去。 逻辑部分 在逻辑部分，接收的RXI、RXQ模拟基带信号在调制解调器U501内部完成D/A转换、解密及自适应均衡后将数字基带信号从U501的6#送入CPU的10#，在CPU内进行信道解码，去掉纠错码源以及取实控制信息以后，恢复的话音数据流经数据线和地址线，传送到语音器U801进行解码。产生的数字话音信号从U801的78#送到PCM解码器U803的8#。数字话音信号在PCM解码器内完成减压以及A/D转换，再通过数字音量定位器，对接收信号、音量进行调整，再由U803的4#，输出模拟音频信号到U900的6#和21#。6#输入的振铃信号，经内部的振铃驱支放大以后，从U900的4#、5#输出去驱动振铃器发间音频信号，从21#输入，经内部的音频放大器以后，从19#、20#输出放大的话音信号去推动听筒发声。 当我们用户在讲话时，话音经听筒的声电转换以后送入电源集成电路U0-的9#，经内部的音频放大以后，从10#输出放大的模拟音频信号。该信号在送到PCM编解码器U803的18#在U803内部完成PCM编码。从13#输出PCM信号送......>> 问题三：手机的信号是什么原理产生的？ GSM是采用FDMA（频分）与TDMA（时分）制式相结合的一种通信技术，其网络中所有用户分时使用不同的频率进行通信。在GSM900频段，25MHZ的频率范围划分为124个不同的信道，每个信道带宽为200K，每个信道含8个时隙，即GSM900M频段在同一区域内，可同时供近1000个用户使用。而CDMA是采用码分多址技术的一种通信系统，在这个系统中所有用户都使用同一频率。FDMA、TDMA及CDMA的比较如图2.1. 一、GSM的理论基础. GSM系统是第二代数字蜂窝移动通信系统,它采用900MHz频段,在后期又加入了1800MHz频段及1900MHz频段,为便于区别,分别称为GSM900、DCS1800及PCS1900. 凌锐手机具有GSM900MHz及DCS1800MHz两个频段自动切换的功能. 初期的GSM的工作频率是890～915MHz(移动台发),935～960MHz(基站发)共25MHz的双工频率;后加入了EGSM(扩展GSM)其频段为880～890MHz(移动台发),925～935MHz(基站发),为与EGSM区别,把前者称之为PGSM。GSM900上行与下行频段的间隔为45MHz,信道间隔为200KHz,可分为124个信道（EGSM加入了975～1023共49个信道）；因此E-GSM共有174个信道。 DCS1800的频段为1710～1785MHz(移动台发),1805～1880MHz(基站发),上行与下行频段的间隔为95MHz，频带宽度为75M，可分为374个信道（512至885）。 PCS1900的频段分为上行：1850～1910MHz，下行：1930～1990MHz，上行与下行频段的间隔为80MHz，频带宽度为60M，可分为300个信道。 每信道分成8个时隙(半速率是有16个),每个时隙信道速率是22.8kb/s,信道总传输速率270.83Kb/s,采用GMSK调制，通信方式是全双工，分集接收，每秒跳频217次,交错信道编码,自适应均衡.现在GSM向前发展开发了GPRS业务，作为2G向3G的过渡方式。 注：GPRS（General Packet Radio Service，通用无线分组业务）作为第二代移动通信技术GSM向第三代移动通信（3G）的过渡技术，是由英国BT Cellnet公司早在1993年提出的，是GSM Phase2+ (1997年)规范实现的内容之一，是一种基于GSM的移动分组数据业务，面向用户提供移动分组的IP或者X.25连接。 GSM手机的话音编码采用RPE-LTP(规则脉冲激励线性预测编码)方案,它每20ms输出260比特,因此速率是13Kb/s.每帧为120/26=4.625ms,每时隙为577us,每比特宽度为3.692us. 下图是一个GSM的源编码与信道编码示意图. 图2-2-2 GSM的源编码与信道编码 但它还要加入纠错编码.因为话音编码的比特重要性不同,一种是重要的称为I类比特,必需加以保护,即规则脉冲编码与LPC参数比 *** 182个,加上3位奇偶检验比特,及4位尾比 *** 189比特.纠错编码使用1/2码率的卷积码,因此共编码为378个比特.260比特中的其余78个比特,则不加以保护.这样加起来,每20ms的总输出是456比特.如图1所示. 为了防止抗衰落引起的突了误码,编码后的比特还须进行交织.交织的原理在此从略. 二、GSM手机原理框图. 图2 GSM移动电话原理框图 移动电话(以下均称......>> 问题四：手机信号旁边的G，E，H分别代表什么意思 G属于2G网络了，相当早了，不过联通现在2G号基本都是G，E属于2.5G网速相对会快，一般移动2G显示的都是E，不过联通有时候也会显示E，3G的话就是显示3G了，至于H属于3.5G了，网速要比3G快 问题五：手机信号上的G是什么意思 手机上网会有3种制式，G/E/H，这三种代表了不同的网络，网速最慢的要数G网，一般速度最大不超过10KB/S，E网速度一般在10-25之间波动，然后最快的就是H了 问题六：手机信号显示一个HD是什么意思？ 三星屏幕显示HD是中国移动VOLTE业务，卡需要开通相关业务，建议您进入：设定-移动网络-高清语音通话进行设置。 问题七：手机信号显示LTE什么意思 表示当前网络为4g 问题八：手机信号上E和G是什么意思 E指EGPRS.G指GPRS是两种信号，后者覆盖范围广 问题九：手机信号上的:H:标志是什么意思。 联通的H网，，即3G网络 问题十：手机信号栏显示H＋是什么意思？ H+是3.5G网络，在有3.5G网络的情况下3G手机会自动启用3.5G网络，网速比3G在理论上要快，资费是一样的，不必担心。

GSM采用FDMA(频)与TDMA()制式相结合种通信技术其网络所用户使用同频率进行通信GSM900频段25MHZ频率范围划124同信道每信道带宽200K每信道含8隙即GSM900M频段同区域内同供近1000用户使用CDMA采用码址技术种通信系统系统所用户都使用同频率FDMA、TDMA及CDMA比较图2.1.、GSM理论基础.GSM系统第二代数字蜂窝移通信系统,采用900MHz频段,期加入1800MHz频段及1900MHz频段,便于区别,别称GSM900、DCS1800及PCS1900.凌锐手机具GSM900MHz及DCS1800MHz两频段自切换功能.初期GSM工作频率890~915MHz(移台发),935~960MHz(基站发)共25MHz双工频率;加入EGSM(扩展GSM)其频段880~890MHz(移台发),925~935MHz(基站发),与EGSM区别,前者称PGSMGSM900行与行频段间隔45MHz,信道间隔200KHz,124信道(EGSM加入975~1023共49信道);E-GSM共174信道DCS1800频段1710~1785MHz(移台发),1805~1880MHz(基站发),行与行频段间隔95MHz频带宽度75M374信道(512至885)PCS1900频段行:1850~1910MHz行:1930~1990MHz行与行频段间隔80MHz频带宽度60M300信道每信道8隙(半速率16),每隙信道速率22.8kb/s,信道总传输速率270.83Kb/s,采用GMSK调制通信式全双工集接收每秒跳频217,交错信道编码,自适应均衡.现GSM向前发展发GPRS业务作2G向3G渡式注:GPRS(GeneralPacketRadioService通用线组业务)作第二代移通信技术GSM向第三代移通信(3G)渡技术由英BTCellnet公司早1993提GSMPhase2+(1997)规范实现内容种基于GSM移组数据业务面向用户提供移组IP或者X.25连接GSM手机音编码采用RPE-LTP(规则脉冲激励线性预测编码)案,每20ms输260比特,速率13Kb/s.每帧120/26=4.625ms,每隙577us,每比特宽度3.692us.图GSM源编码与信道编码示意图.图2-2-2GSM源编码与信道编码要加入纠错编码.音编码比特重要性同,种重要称I类比特,必需加保护,即规则脉冲编码与LPC参数比特共182,加3位奇偶检验比特,及4位尾比特共189比特.纠错编码使用1/2码率卷积码,共编码378比特.260比特其余78比特,则加保护.加起,每20ms总输456比特.图1所示.防止抗衰落引起突误码,编码比特须进行交织.交织原理略.二、GSM手机原理框图.图2GSM移电原理框图移电(均称手机)电路结构四部:线部、传输处理部、接口部、电源部其电路原理归纳两部:射频电路基带电路1.线部包括线路、发送、接收、调制解调振荡器等高频系统.其发送部由射频功率放器、带通滤波器组.接收部由高频滤波、高频放、变频及频滤波器组,调制解调器采用GMSK.2.传输处理2.1发送通道处理包括语音编码、信道编码、加密、TDMA帧形.1)语音编码:用户音通MIC转化电信号,电信号通ADC转化数字、代表语音13Kbitps信息流2)信道编码:检测甚至纠传输期间产差错数据流引入冗余码通信源数据计算信息提高其速率信道编码结码字流3)交织:几码字比特混合起,使已调制信号相互靠近比特能扩展几码字.由于调制流连续错能性紧密相关,且由于差错相关,信道编码性能改善,交织目除差错及码字位置相关性,交织,信息流信息块序列.4)突发脉冲格式化:助于接收信号同步均衡向加密信息块增加些二进制信息使其二进制信息块5)加密:通仅由移台基站收发台知道加密式修改些信息块内容6)调制:使用GMSK调制技术适刻数码信号转变合适频率模拟信号;通射频电路处理线电波形式发射2.2接收通道处理包括均衡、信道离、解密、信道解码语音解码.1)解调:线电波线接收接收机根据址规则接收相应信息突发脉冲格式化期间引入附加信息帮助部信号进行解调结二进制信息块序列2)均衡:采用均衡解调目校复杂形引起线电信号失真3)解密:通与加密相反修改些比特4)交织:重建码字同突发脉冲比特放原位5)信道解码:利用附加冗余码检测或纠解调器输能差错解调器输恢复信源信息6)语音解码:通译码器DAC数字语音信息原模拟语音信号控制部移电进行控制管理.包括定控制、数字系统控制、线系统控制及机接口控制等.若采用跳频,应包括跳频控制.控制器采用微处理器.3.接口部包括模拟语音接口、数字接口及机接口三部.模拟语音接口包括A/D、D/A变换、筒扬声器.数字接口主要数字终端适配器.机接口主要显示器键盘.4.电源部电源部包括电池直接供电电路由电池供电通专用集电源IC转换各路直流电压电路

GSM是采用FDMA（频分）与TDMA（时分）制式相结合的一种通信技术，其网络中所有用户分时使用不同的频率进行通信。在GSM900频段，25MHZ的频率范围划分为124个不同的信道，每个信道带宽为200K，每个信道含8个时隙，即GSM900M频段在同一区域内，可同时供近1000个用户使用。而CDMA是采用码分多址技术的一种通信系统，在这个系统中所有用户都使用同一频率。手机信号是一种高频的振荡波,它将声波加密后,加载在手机自身电路产生的高频电波上,在功放放大后,通过天线发送到最近的一个移动基站,基站通过有线连接到机房的交换机,交换机再通过线连接到另一部手机最近的基站,基站将信号发送出去,通过已知信道被另一部手机接收,另一站手机解调解密后变成声波。

酵母 双杂交实验中的诱饵蛋白是不是不能带有信号肽酵母双杂交系统应用中常遇到的问题一是假阳性较多，二是转化效率偏低。所谓假阳性就是：在待研究的两个蛋白间没有发生相互作用的情况下，报告基因被激活。主要原因是由于BD融合诱饵蛋白有单独激活作用，或者这种融合蛋白的激活作用被外来蛋白激活。另外AD融合靶蛋白如果有DNA的特异性结合，则也可单独激活报告基因的表达。因此，为排除假阳性就需要作严格的对照试验。应对诱饵和靶蛋白分别作单独激活报告基因的鉴定。目前几个公司推出的酵母双杂系统都采用了多个报告基因，且每个报告基因的上游调控区各不相同，这可减少大量的假阳性。另外，报告基因通常整合到染色体上，可以使基因表达水平稳定，消除了由于质粒拷贝数变化引起基因表达水平波动而造成的假阳性。即使根据严格的对照实验证明确实发生了蛋白间的相互作用，还应对以下方面进行分析：（1）这种相互作用是否会在细胞内自然发生，即这一对蛋白在细胞的正常生命活动中是否会在同一时间表达且定位在同一区域。（2）某些蛋白如是依赖于遍在蛋白的蛋白酶解途径的成员，它们具有普遍的蛋白间的相互作用的能力。（3）一些实际上没有任何相互作用的但有相同的模体（motif）如两个亲a-螺旋的蛋白质间可以发生相互作用。十年来，酵母双杂交技术一直在消除假阳性方面不断改进，并且已取得较好的效果〔2，3〕。在酵母双杂交的应用中有时也会遇到假阴性现象。所谓假阴性，即两个蛋白本应发生相互作用，但报告基因不表达或表达程度甚低以至于检测不出来〔4〕。造成假阴性的原因主要有两 方面：一是融合蛋白的表达对细胞有毒性。这时应该选择敏感性低的菌株或拷贝数低的载体。二是蛋白间的相互作用较弱，应选择高敏感的菌株及多拷贝载体。目前假阴性现象虽不是实验中的主要问题，但也应予以重视。转化效率是酵母双杂交文库筛选时成败的关键之一，特别是对低丰度cDNA库进行筛选时，必须提高转化效率。转化时可采用共转化或依次转化，相比之下共转化省时省力。更重要的是如果单独转化会发生融合表达蛋白对酵母细胞的毒性时，共转化则可以减弱或消除这种毒性。一种更有效的方法是将诱饵蛋白载体与靶蛋白载体分别转入不同接合型的单倍体酵母中，通过两种接合型单倍体细胞的杂交将诱饵蛋白与靶蛋白带入同一个二倍体细胞。目前很多机构建立了大量的cDNA文库和基因组文库，但这些文库大多无法直接用于双杂交系统的筛选。而文库的质量对于转化和筛选又非常关键。因此，大量构建适用于酵母双杂交的文库非常必要。现已出现一种采用体内重组技术来达到这个目的的方法〔5〕。

然后酵母双杂交技术检测指定蛋白对之间的相互作用。比如：1、诱饵蛋白表达载体与猎物蛋白表达载体的构建2、表达载体转化酵母的验证及自激活活性，毒性检测3、诱饵蛋白质粒与猎物蛋白质粒共转化酵母的验证以及相互作用的检测报告 4、 无相互作用时诱饵和猎物蛋白的表达情况的Western blotting检测酵母双杂交技术优点： ①高效:转化方法简单,转化效率高，便于操作。②灵敏:可检测蛋白质之间的微弱作用。③真实:酵母细胞是真核细胞,融合蛋白之间的相互作用是在真核细胞核内进行的,蛋白质经过翻译后的修饰,多数可以保持蛋白质的天然空间构象和折叠状态,接近其真实的生理状态,一定程度上可代表其在细胞内真实情况。④简捷:只需要构建诱饵表达载体,可以省略蛋白质抽提纯化或抗体制备的繁琐步骤。

霍尔电流传感器和分流器都能测量直流电流，但是原理不同，使用方法不同。其输出信号分为两类，电压信号和电流信号。一般而言，闭环式的霍尔输出的是电流信号，开环式的输出电压信号。输出电流信号的霍尔电流传感器，一般电流在几十至几百毫安，可以作为数显电流表的输入，最好是量程较匹配，测量较准确。

可支持两种的移动5G电话系统规格。5G双模即SA/NSA模式：独立组网模式加非独立组网模式。该类手机支持接入SA和NSA双模式5G网络，SA模式可实现5G高速率、低时延、覆盖广，支持效率比NSA更好，所以全面普及SA是5G建设的最终目标。扩展资料：双模5G可以同时支持SA和NSA两种模式。NSA和SA没有好坏之分，NSA只是5G一个过渡段而已，SA是5G的独立组网技术5G的基站配5G的核心网络。NSA能够实现5G网络和4G网络并存，既能用4G网也能用5G网，相比于4G网络NSA 5G网络网速要有明显的提升，但是跟5G宣传中的那种速度还是有一点距离，特别是在超低延迟方面。SA不管是基站还是核心网络都是5G网络，相比于NSA网络SA的体验要更好，在延迟和网速上都会有不小的优势。参考资料来源：百度百科-5G

1/4倍。理由：解调器由相干载波相乘器和低通滤波器组成。相干载波相乘后，由于余弦信号有效值仅为峰值二分之根号二，因此功率变为初始值一半，而低通滤波器滤除了正交分量，因此功率再减一半，综上，一半的一半，1/4倍。

1 通常是10000000公里2 思想有多远,信号就能传多远

时域:调制信号波形与AM的包络相同，而与DSB、SSB的不同;频域:AM信号包含有载波、上下边带;DSB仅有上下边带而无载波;SSB仅有上边带或下边带而无载波;上边带或下边带的带宽与调制信号带宽相等。

设基带信号带宽为21kHz，则SSB信号的带宽为（）。 A.42kHzB.21kHzC.63kHzD.10.5kHz正确答案：21kHz

SSB：同步信号和PBCH块(Synchronization Signal and PBCH block, 简称SSB)，它由主同步信号(Primary Synchronization Signals, 简称PSS)、辅同步信号(Secondary Synchronization Signals, 简称SSS)、PBCH三部分共同组成。与LTE不同，PSS/SSS可以灵活配置，不需要配置在载波的中心 频点处，可以配置在载波的任意一个位置。MIB在每个SFN（无线帧号） mod8=0的帧的subframe0#第一次调度，每20ms发送一次，重复发送4次，即MIB每80ms由MAC层调度一次，然后在这80ms内物理层会重复发4次。扩展资料NR系统提供1008个物理层小区ID(即PCI)，是LTE的两倍，主要因为NR频段更高，小区半径更小，为了保证PCI的复用距离，因而所需求的PCI也更多。PSS/SSS主要用于UE进行下行同步，包括时钟同步，无线帧同步，符号同步，获取小区ID。NR中的PCI分成336组，包含在SSS（0~335）是LTE的两倍，每组3个，包含在PSS之中（0~2）。参考资料来源：百度百科-SSB

"答：SSB(Single Side Band)，单边带的英文缩写，使用电波波形的一半接收。比如用上边带(USB)或者下边带(LSB)，剩下那一半波形因为形状是和那一半对称的，所以可以用接收机补全，上边带和下边带通讯统称单边带。 单边带是效率最高的语音通信方式,频带占用只有AM的一半,效率理论上是AM的四倍,但设备复杂。"

时域：调制信号波形与AM的包络相同，而与DSB、SSB的不同；频域：AM信号包含有载波、上下边带；DSB仅有上下边带而无载波；SSB仅有上边带或下边带而无载波；上边带或下边带的带宽与调制信号带宽相等。

考啊 建议准备一下

抑制高频干扰

数字滤波器的采样速率就是： 它是采样信号的频率，就是每秒钟采集多少个点（数据）。输入信号的频率的关系表现在：使用采样频率Fs倍数的载波频率对输入信号谱进行调制（即0、Fs、2Fs、3 Fs等等）。为了确保这些经调制的输入信号谱之间不互相重叠，导致混叠，采样速率必须大于信号包含最高频率的两倍（即2Fmax），这就是奈奎斯特速率。相反，如果输入信号具有高于Fs /2（也称为奈奎斯特频率）的频率成分，这些成分将进入欠奈奎斯特频率区域，在混叠部分检测出感兴趣的信号尤为困难。混叠效应表现为噪声和信号失真。为了抗混叠，在ADC采样之前，需要对高于奈奎斯特频率的成分进行衰减，数据采集设备的模拟前端通常使用模拟低通滤波器。对这些滤波器往往有严格的要求，比如具备砖墙特性，包括快速衰减、平稳通带等。

理想情况下用调制后的信号为fs(t)=∑f(nTs)*δ(t-nTs) (n从负无穷到正无穷)Ts为冲激抽样序列周期低通滤波器的冲激响应为h(t)=Ts*ωc/π*Sa(ωct)ωc为低通滤波器截止频率利用时域卷积关系可求得输出信号为f(t)=fs(t)*h(t)(此处*为卷积,其余均为乘积)=Ts*ωc/π∑f(nTs)Sa[ωc(t-nTs)]（此解调出来的信号即为调制信号）也可以从频域上分析时域的抽样造成频域的周期延拓，抽样后的fs(t)的频谱具有周期性，以ωs为周期，只要满足ωs>2ωm(ωm为信号的频率)，频谱就不会混叠，用低通滤波器就可以截出-ωc到+ωc之间的频谱，从而恢复出原信号

4-20ma的输出电流信号，稳定吗。如果4-20ma不稳定就是ad模块回路的干扰：1、可以在ad输入根据信号频率加一个带通滤波器和一个抗混叠的低通滤波器，或者共用一个低通滤波器。2、输出加一个低通滤波器或积分器，消除da量化时造成的“小台阶”，低0-5v电压模拟量信号的问题

跟这个没有关系吧，两个通道一起延时，就可以忽略。一个周期360度，采样频率3.2K，每个点360*60/3200=6.75分

填空：1、描述线性时不变离散系统的三种方法： 差分方程、单位脉冲响应、系统函数2、ZT与LTs的关系：Z=e^(st) ZT与 DTFT的关系 Z=e^(jwτ) ZT与 DFT的关系 z=e^(j2π/NKn)3、数字频率只有相对意义，是 实际频率对采样频率的归一化 w=ΩT或w=Ω/Fs4、数字频率的2π对应模拟频率的Fs，Pπ对应模拟频率的Fs/2 信号最高频率不超过fs/2 不会出现频率混叠5、满足采样定理的样值信号中可以不失真地恢复出模拟时间信号的方法：从时间域角度看，采样值相对应内插函数的加权求和，从频域角度看，加低通频域截断6、δ（n）与δ（t）的两点区别：1 δ（n）是序列n去整数时有意义，δ（t）表示模拟信号，t是联系的 2 δ（n）在n=0时δ（n）=1可以实现，δ（t）在t=0时无穷，只是积分为1，不可实现。7、研究周期序列频谱特性的方法：DFS8、接通模拟H(s)->H(Z)高通数字滤波器：用双线性变换法 低通数字滤波器：用脉冲响应不变法9、周期序列不能进行ZT，因为周期序列不满足收敛条件，收敛条件是h(n)绝对可和。10、X(l)=∑_(k=0)^(N-1)x(k)w_M^kl=∑_(k=0)^(N-1)x(k)e^(-j2π/Mkl)，变换后 数字频率上 相邻两个频率采样点的间隔为（2π/m）由此可以看出该式的食欲长度为N11、DFT是正弦类正交变换，其正交积是e^(-j2πkn/N)11、设计模拟低通滤波器的方法： 巴特沃斯型、切比雪夫型、椭圆型12、由X(k)->X(e^(jw))时可以利用内插公式，它是用X(k)的值 对内插函数加权求和得到的。13、序列离散谱是偶的，该时域序列应满足 实偶对称 DFT的共轭对称性14、N点FFT的运算大约是 N(log_2 N)/2次复数乘，Nlog_2 N次复数加15、对于正弦序列sin(nw_0)，当w_0取 有理数 不是周期序列16、频域N点采样造成时域周期延拓，周期是 NT s （T是时域离散周期）17、采样F(s)、H(z)的数字系统，系统函数表达式中z^-1代表的物理意义是 延时一个采样间隔1/(fs) s。其中X(n)代表的实际值是 n/(Fs) s ，X(n)的N点DFT X(k)中，k代表的样值实际值是 2πk/N18、一个因果序列，如果系统的极点位于Z平面的单位院内，则该系统是稳定系统一个长为100点，另一个长为25点，线性卷积，借FFT进行快速卷积，得到与线性卷积相同的结果所做的FFT的次数是3次，总的乘法及数量为3n/2log_2 n=1344,n=12819、模拟信号是指时域波形 时间上和幅度上连续，数字信号是指时域波形时间上和幅度上离散，时域离散信号 时间上离散，幅度上连续20、频率采样，时间上周期延拓21、在第二类情况下，FIR滤波器 不能用于高通、带阻22、对时间序列采用线性相位FIR滤波器进行滤波，第0秒输入样值，输出样值在 (N-1)T/2，第0个出现在(N-1)/2*1/(Fs)时刻23、设计IIR滤波器采用双线变换法，w=2arctan(ΩT/2)采用脉冲响应不变法，w=ΩT24、FIR零点呈现为 互为倒数的共轭对25、实现数字滤波器需要： 延长器 加法器 乘法器26.考虑一个随机序列，通过一个已知冲击响应h(n)的线性时不变系统，那么输出序列的自相关函数与输入序列的自相关函数关系为R0（t）=Ri(t)*R(n), h(n)的自相关函数为R（n）,R0(t)输出，Ri(t) 输入。 27.设计IIR滤波器时采用双线性变换法，将S域jw轴上的模拟角频率2πfs变换到Z域单位圆上的数字频域w=2arctan(wt/2)=0.80π。 28.IIR数字滤波器的基本结构包括直接型、级联型、并联型；FIR数字滤波器的基本结构包括直接型、级联型、频率采样型。 简答1.比较脉冲响应不变法和双线性变换法的特点。答：脉冲响应不变法：a.映射关系：S平面到Z平面Z=e^St, b.数字频率与模拟频率之间是线性关系W=ΩT, c.存在频谱混叠失真。双线性变换法：a.映射关系：S平面与Z平面S=K(1-Z^-1)/(1+Z^-1) , b.数字频率与模拟频率之间是非线性关系w=ktan(w/2), c.消除了频谱混叠失真。2. 在时域对一段有限长的模拟信号以4kHZ采样，然后对采样的N个抽样点做N点DFT，所得到离散线谱的间距为100HZ，某人想看清50HZ的线谱如何做？ 答：应以8kHZ采样，然后采样的2N个抽样点作2N点DFT，将得到离散线谱的间距为50HZ。3. D/A之后与A/D之前要经过什么？什么作用？ 答：要通过模拟低通滤波器。A/D之前预滤波，即加模拟低通滤波器，作用是防止杂散分量引起频率混叠，D/A之前平滑滤波，即加模拟滤波器，作用是对恢复的模拟信号进行平滑处理。4.离散福利叶变换与离散傅里叶级数的关系？ 答：离散傅里叶级数：x_p(n)=1/N∑_(K=0)^(N-1)X_p(k)e^((j2π/N)kn),x(n)=x_p(n)R_N(n)变换:x(n)=1/(2π)∫_(-π)^πx(e^(jw))e^(jwn)dw, x(k)=X_p(k)R_N(k)离散傅里叶变换的实质：把有限长序列当做周期序列的主值序列进行DFS变换，而DFS系数表示了DFT的频谱特性，则X(k)真正表示了x_N(n)的频谱特性。5.FFT主要利用了DFT定义中的正交完备奇函数的周期性和对称性，实现计算差的下降，写出W_N的周期性和对称性。答：周期性：W_N^kn=w_N^(k+n)n=w_N^k(n+N)对称性：W_N^(n+N/2)=-W_N^n6.一个典型的数字信号处理系统的结构框图，并说明功能。 答：模拟信号----a.模拟滤波器-----b.A/DC-----c.数字信号处理-----d.D/AC-----e.模拟信号功能：a. 限制输入信号的频率范围，使TS或fs给定后，fs>=2fmax,此滤波器为抗混叠滤波器，b. 按照一定的采样间隔对模拟信号进行等间隔采样，再把时域离散信号经过量化个二进制编码形成数字信号，c.模拟信号的数字频率为Ω,数字信号的数字频率为W,时域离散信号经过DFT，对连续信号进行频域分析，d. 经过解码，信号可以看成时域离散的信号，再利用零阶保持器采样点之间进行插值来恢复模拟信号，e.采用平滑滤波器，对恢复的模拟信号进行平滑处理。7.何为线性相位滤波器，FIR滤波器为线性相位滤波器的充分条件？ 答：当滤波器的相频响应为频率的线性函数时，此滤波器为线性相位滤波器。7.DSP;数字信号处理。IIR:无限长单位脉冲响应。FIR：有限长单位脉冲响应。DFT：离散傅立叶变换.FFI快速傅立叶变换。LTI:线性时不变。LPF:低通滤波器。8.什么是线性系统？对模拟信号进行抽样量化和乘法运算的系统是否为线性系统？为什么？答：如果一个系统满足可加性和比例性则为线性系统。例如，x1(n),x2(n)为输入，系统的对应输出用y1(n),y2(n)表示，y1(n)=T[x1(n)],y2(n)=T[x2(n)],若T[x1(n)+x2(n)]=y1(n)+y2(n)和T[a1x1(n)]=a1y1(n),则为线性系统，对信号进行抽样量化和乘法运算的系统不是线性系统。9.频率采样造成时域周期延拓现象，采用什么措施避免其负面影响？答：使采样频率为带限信号最高频率的至少2倍可避免，即fs>=2fc.！

带限信号即是带宽有限的信号，采样定理要求采样频率必须是信号最高频率的2倍以上，否则会出现频率混叠。如果是非带限（无限带宽），最高采样频率理论上要求无穷大，这是做不到的。典型的无限带宽信号有白噪声。一般需要在采样前面加抗混叠滤波器。加低通滤波器，调节滤波器的截止频率等于你希望保留的的信号的最高频率即可。

比较容易理解的是采样频率。它是采样信号的频率，就是每秒钟采集多少个点（数据）。有一个定理叫取样定理（又叫做奈奎斯特定理，前苏联叫卡切尔尼科夫定理）就是采样频率必须高于输入信号里最高频率成分的两倍以上，才可以使后面环节里不失真地恢复原来的信号。

采样的前级加抗混叠滤波器，滤波器的截止频率小于等于采样频率的1/2.

　　1.比较脉冲响应不变法和双线性变换法的特点。 　　答：脉冲响应不变法：a.映射关系：S平面到Z平面Z=e St, b.数字频率与模拟频率之间是线性关系W=wT, c.存在频谱混叠失真。双线性变换法：a.映射关系：S平面与Z平面S=K(1-Z-1/1=Z-1) , b.数字频率与模拟频率之间是非线性关系w=ktan(w/2), c.消除了频谱混叠失真。 　　2. 在时域对一段有限长的模拟信号以4kHZ采样，然后对采样的N个抽样点做N点DFT，所得到离散线谱的间距为100HZ，某人想看清50 HZ的线谱如何做？ 　　答：应以8kHZ采样，然后采样的2N个抽样点作2N点DFT，将得到离散线谱的间距为50HZ。 　　3. D/A之后与A/D之前要经过什么？什么作用？ 　　答：要通过模拟低通滤波器。A/D之前预滤波，即加模拟低通滤波器，作用是防止杂散分量引起频率混叠，D/A之前平滑滤波，即加模拟滤波器，作用是对恢复的模拟信号进行平滑处理。 　　4.离散福利叶变换与离散傅里叶级数的关系？ 　　答：离散傅里叶级数：公式自己写！！！！！！！ 　　离散傅里叶变换的实质：把有限长序列当做周期序列的主值序列进行DFS变换，而DFS系数表示了DFT的频谱特性，则X（k）真正表示了xN(n)的频谱特性。 　　5.FFT主要利用了DFT定义中的正交完备奇函数的周期性和对称性，实现计算差的下降，写出WN的周期性和对称性。 　　答：公式自己写！！！！！！ 　　6.一个典型的数字信号处理系统的结构框图，并说明功能。 　　答：模拟信号----a.模拟滤波器-----b.A/DC-----c.数字信号处理-----d.D/AC-----e.模拟信号 　　功能：a. 限制输入信号的频率范围，使TS或fs给定后，fs>=2fmax,此滤波器为抗混叠滤波器，b. 按照一定的采样间隔对模拟信号进行等间隔采样，再把时域离散信号经过量化个二进制编码形成数字信号，c.模拟信号的数字频率为（小）w,数字信号的数字频率为（大）W,时域离散信号经过DFT，对连续信号进行频域分析，d. 经过解码，信号可以看成时域离散的信号，再利用零阶保持器采样点之间进行插值来恢复模拟信号，e.采用平滑滤波器，对恢复的模拟信号进行平滑处理。 　　7.何为线性相位滤波器，FIR滤波器为线性相位滤波器的充分条件？ 　　答：当滤波器的相频响应为频率的线性函数式，此滤波器为线性相位滤波器。 　　7.DSP;数字信号处理。IIR:无限长单位脉冲响应。FIR：有限长单位脉冲响应。DFT：离散傅立叶变换.FFI快速傅立叶变换。LTI:线性时不变。LPF:低通滤波器。 　　8.什么是线性系统？对模拟信号进行抽样量化和乘法运算的系统是否为线性系统？为什么？答：如果一个系统满足可加性和比例性则为线性系统。例如，x1(n),x2(n)为输入，系统的对应输出用y1(n),y2(n)表示，y1(n)=T[x1(n)],y2(n)=T[x2(n)],若T[x1(n)+x2(n)]=y1(n)+y2(n)和T[a1x1(n)]=a1y1(n),则为线性系统，对信号进行抽样量化和乘法运算的系统不是线性系统。 　　9.频率采样造成时域周期延拓现象，采用什么措施避免其负面影响？答：使采样频率为带限信号最高频率的至少2倍可避免，即fs>=2fc. 　　条件自己写，公式！！！！！！ 　　1.以三个角度三种表示方法描述一个线性时不变离散系统（差分方程，系统函数，单脉冲响应）。 　　2.说明Z变换与LTS关系（Z= est 即e的st次方 ）与DTFT的关系（Z=ejw即e的jw次方 ）与DFT的关系(z= ) 　　3.数字频率只有相对意义，因为它是（实际频率）对（采样频率的归一化W= 或W= /Fs）数字频率2π对应的物理频率（Fs）Pπ对应（Fs/2） 　　4.满足采样定理的样值信号中，可以不失真恢复原模拟信号，采样方法从时域看是（采样值对应相应内插函数的加权求和）从频域看是（加低通频域截断） 　　5.δ（n）和δ(t)的区别（δ（n）是序列n取整数时有意义，δ（t）是模拟信号，t是连续的；δ（n）当n=0时δ（n）=1,δ(t)当t=0时δ（t）=无穷） 　　6.研究周期序列频谱（DFS） 　　7.周期序列不能进行Z变换，因为周期（不满足收敛条件：序列绝对可和） 　　8.写出设计圆形滤波器的方法（巴特沃斯，切比雪夫，椭圆） 　　9.借助模拟滤波器设计IIR高通数字滤波器，不强调要求，应用（双线性变换法）。 　　10.DFT表达式 变换后数字频率上相隔两个频率样点的间隔为(2π/m)由此可以看出该式的时域长度为N. 　　12. DFT 是正弦类正交变换，其正交积是 。 　　13.由频域采样的x(k),恢复x( )时，可以内差公式，它是利用x(k)对内差函数加权求和。 　　14.如果希望其信号序列的离散谱为实偶的，那么该时域序列满足条件：a. DFT的共轭对称性，b . 实序列偶对称 　　15.N点FFT的运算量大约是 次复数加法； /2 次复数乘法。 　　16. 正弦序列 sin(nW0)不一定是周期序列，比如 W0 取有理数时，不是周期序列 　　17.频域N点采样，造成时域周期延拓其周期是NT(s)(时域采样周期) 　　18.采样f为f s HZ的数字系统中，系统函数表达式中 代表物理意义：延时一个采样周期1/fs,其中时域数字序列x(n)的信号n代表的样值是n T或n/f s, x(n)的 n 点DFT x(k)中序号k代表的样值实际位置是2πk/N。 　　19.一个长为100点，另一个长为25点，线性卷积，借FFT进行快速卷积，得到与线性卷积相同的结果所做的FFT的次数是3次，总的乘法计数量为 =1344，n=128。 　　20.一个因果数字序列，如果系统的极点位于Z平面的单位圆内，则该系统是稳定系统。 　　21.模拟信号是指时间和幅度在时间上和幅度上都是连续取值；数字信号是在时间和幅度上都是离散取值；离散时间信号是指在时间上离散，幅度上连续取值。 　　22.对一个信号频域进行采样，将导致信号时间域实现，周期延拓特性。 　　23.第二类线性FIR滤波器一定不能用于高通、带阻、滤波系统。 　　24.对时间序列采用线性相位FIR滤波器进行滤波，第0秒时刻输入样值，对应的滤波输出样值将出现在第（N-1）T/2秒。25.考虑一个随机序列，通过一个已知冲击响应h(n)的线性时不变系统，那么输出序列的自相关函数与输入序列的自相关函数关系为R0（t）=Ri(t)*R(n), h(n)的自相关函数为R（n）,R0(t)输出，Ri(t) 输入。 　　26.设计IIR滤波器时采用双线性变换法，将S域jw轴上的模拟角频率2πfs变换到Z域单位圆上的数字频域w=2arctan(wt/2)=0.80π。 　　27.实现一个数字滤波器，需要几种基本运算单元包括：加法器、乘法器、延时器。 　　28.IIR数字滤波器的基本结构包括直接型、级联型、并联型；FIR数字滤波器的基本结构包括直接型、级联型、频率采样型。 　　<PIXTEL_MMI_EBOOK_2005>1 </PIXTEL_MMI_EBOOK_2005> 　　设计 　　高通数字滤波器的设计步骤： 　　1. 确定所需类型数字滤波器的技术指标。 　　2. 将所需类型数字滤波器的边界频率转换成相应类型模拟滤波器的边界频率，转换公式为Ω=2/Ttanw/2 　　3. 将相应类型模拟滤波器技术指标转换成模拟低通滤波器的技术指标。 　　4. 设计模拟低通滤波器。 　　5. 通过频率变换将模拟低通转换成相应类型的过度模拟滤波器。 　　6. 采用双线性变换法将相应类型的过度模拟滤波器转换成所需类型的数字滤波器。 　　利用模拟滤波器设计IIR数字低通滤波器的步骤 　　1. 确定数字低通滤波器的技术指标：通带边界频率Wp,通带最大衰减ap,阻带截止频率Ws,阻带最小衰减as 　　2. 将数字低通滤波器的技术指标转换成相应的模拟低通滤波器的技术指标。这里主要是边界频率Wp和Ws的转换，ap和as指标不变。如果采用脉冲响应不变法，边界频率的转换关系为（Ωp=Wp/T和Ωs=Ws/T）;如果采用双线性变换法，边界频率的转换关系为（Ωp=2/TtanWp/2,Ωs=2/TtanWs/2） 　　3. 按照模拟低通滤波器的技术指标设计过度模拟低通滤波器。 　　4. 用所选的的转换方法，将模拟滤波器Ha(s)转换成数字低通滤波器系统函数H（z）.

要使实信号采样后能够不失真还原，采样频率必须大于信号最高频率的两倍。。当用采样频率F对一个信号进行采样时,信号中F/2以上的频率不是消失了,而是对称的映象到了F/2以下的频带中,并且和F/2以下的原有频率成分叠加起来,这个现象叫做 “混叠”(aliasing). 　　消除混叠的方法有两种: 　　1.提高采样频率F,即缩小采样时间间隔.然而实际的信号处理系统不可能达到很大的采样频率,处理不了很多的数据.另外,许多信号本身可能含有全频带的频率成分,不可能将采样频率提高到无穷大.所以,通过采样频率避免混叠是有限制的. 　　2.采用抗混叠滤波器.在采用频率F一定的前提下,通过低通滤波器滤掉高于F/2的频率成分,通过低通滤波器的信号则可避免出现频率混叠.

在学习数字信号处理时,很多种频率很容易搞混淆,有模拟/数字/频率/角频率等等,也不是特别清楚不同频率之间的关系,希望这篇文件可以为各种频率来个了结. 实际 物理频率 表示物理信号的真实频率; fs为采样频率,表示ADC采集物理信号的频率，由奈奎斯特采样定理可以知道，fs必须≥信号最高频率的2倍才不会发生信号混叠，因此fs能采样到的信号最高频率为fs/2。 角频率Ω 是物理频率的2π倍, 这个也称模拟频率。 归一化频率 是将物理频率按fs归一化之后的结果，最高的信号频率为fs/2对应归一化频率0.5(ω=π)，这也就是为什么在matlab的fdatool工具中归一化频率为什么最大只到0.5的原因。归一化频率中不含fs的信息. 圆周频率是归一化频率的2*pi倍，这个也称 数字频率ω 。 做n个点的FFT，表示在时域上对原来的信号取了n个点来做频谱分析，n点FFT变换的结果仍为n个点。 换句话说，就是将2π数字频率ω分成n份，而整个数字频率ω的范围覆盖了从 0-2π*fs 的模拟频率范围。这里的fs是 采样频率 。而我们通常只关心 0-π 中的频谱，因为根据奈科斯特定律，只有f=fs/2范围内的信号才是被采样到的有效信号。那么，在w的范围内，得到的频谱肯定是关于n/2对称的。 举例说，如果做了16个点的FFT分析，你原来的模拟信号的最高频率f=32kHz，采样频率是64kHz，n的范围是0,1,2...15。这时，64kHz的模拟频率被分成了16分，每一份是4kHz，这个叫 频率分辨率 。那么在横坐标中，n=1时对应的f是4kHz, n=2对应的是8kHz, n=15时对应的是60kHz，你的频谱是关于n=8对称的。你只需要关心n=0到7以内的频谱就足够了，因为，原来信号的最高模拟频率是32kHz。 这里可以有两个结论: 在数字信号处理时,经常需要对数据进行抽取或者内插处理.抽取之后的频率展宽了n倍,内插之后的频率压缩了n倍,从而需要在变采样率之后添加 抗混叠滤波器 .但是实际上信号的频率在抽取/内插的前后并没有发生变化.这里的核心原因是: 归一化频率失去了采样率fs信息 . 抽取和内插的实质是 采样率fs 的变化 举个例子: 我们设定 fs=30.72MHz ,使用3个cw信号的合成信号代表一个 BW=8MHz 的宽带信号,使用实际频率来表示信号,看到BW没有变化,使用数字频率w来表示信号,信号的BW似乎被压缩了.

作用是：滤除高于0.5倍采样频率的无用的高频分量，以减少频谱混叠；它采用何种滤波器：模拟低通滤波器理论截止频率=0.5倍采样频率

会有一定的插入损耗，信号会减少部分

WQS XDTYdoduo

EDA技术的概念

你好，传感器信号其实是电压或电流信号，在拾取电路中有把信号放大的放大电路，为了减少信号的损失以及信号失真，就需要在电路中接入电压跟随器。电压跟随器具有高输入阻抗和低输出阻抗，很好地减少放大电路的信号损失，类似在电路中起到缓冲的作用。同时能使信号快速地传递，减少电路中反馈信号的干扰。希望对你有帮助。

震荡电路的干扰在高频电路是里很严重的问题，术语叫串扰，如果不解决，整个设计都是没用的。

原理是当in端输入一个信号（假设此时为正）使三极管进入工作状态的瞬间由于l1的存在，其集电极上就会出现一个反相信号，该信号被c1和c2分压后加到发射极，减低了发射极的电位，也就是拉大了vbe，显然是一个正反馈，再加上l1、c1和c2构成的谐振作用：应该是接近于晶体的固有频率315mhz的，所以就震荡起来了。单管lc自激振荡电路!r1,r2,r3构成bg1的静态工作点!l,c1是谐振回路!c2是正反馈电容!c3是信号输出!接通电源的瞬间lc回路里会产生充放电的衰减振荡电流信号!这信号通过c2在r2上形成反馈送达bg1的输入端!这信号被放大后送回lc回路以弥补被衰减的信号!这个振荡就能维持不断了!这就是自激振荡的原理!其中c2的大小很重要!太小不起振!太大电路阻塞!

正确还是错误

主绕组作为保护电阻，限制电流，并和副绕组共同起到调速作用。副绕组作为分段和主绕组并联及串联，调整整定电阻值。高档位时主绕组与副绕组并联。中档位主绕组与副绕组1/2并联，低档位串联。电阻串联时最大，并联最小。启动绕组是指主绕组串联在主电路的部分，运行绕组指整个主副绕组。电容作为电机的启动电容，将一项的相位调整90°，从而达到励磁效果。正常运行之后电容导通。

看不到图

它结合了矢量信号分析仪、矢量信号发生器与基于FPGA的实时信号处理和控制的仪器，

5V GND E 脉冲信号

？？？？？？？？？？ 什么是死 ，什么是活？ 地是浮动的？

我们一般把荧光PCR的前15个循环信号作为荧光本底信号（baseline，基线期），即样本的荧光背景值和阴性对照的荧光值，扩增的荧光信号被荧光背景信号所掩盖。荧光阈值是在荧光扩增曲线上人为设定的一个值，它可以设定在荧光信号指数扩增阶段任意位置上，荧光域值的缺省设置是3～15个循环的荧光信号的标准偏差的10倍（机器自动设置）。我们在做荧光定量PCR实验时，经常采用手动设置，手动设置的原则要大于样本的荧光背景值和阴性对照的荧光最高值，同时要尽量选择进入指数期的最初阶段，真正的信号是荧光信号超过域值。

示波管由电子枪、偏转系统和荧光屏3个部分组成。（1）电子枪电子枪用于产生并形成高速、聚束的电子流，去轰击荧光屏使之发光。它主要由灯丝F、阴极K、控制极G、第一阳极A1、第二阳极A2组成。除灯丝外，其余电极的结构都为金属圆筒，且它们的轴心都保持在同一轴线上。阴极被加热后，可沿轴向发射电子；控制极相对阴极来说是负电位，改变电位可以改变通过控制极小孔的电子数目，也就是控制荧光屏上光点的亮度。为了提高屏上光点亮度，又不降低对电子束偏转的灵敏度，现代示波管中，在偏转系统和荧光屏之间还加上一个后加速电极A3。第一阳极对阴极而言加有约几百伏的正电压。在第二阳极上加有一个比第一阳极更高的正电压。穿过控制极小孔的电子束，在第一阳极和第二阳极高电位的作用下，得到加速，向荧光屏方向作高速运动。由于电荷的同性相斥，电子束会逐渐散开。通过第一阳极、第二阳极之间电场的聚焦作用，使电子重新聚集起来并交汇于一点。适当控制第一阳极和第二阳极之间电位差的大小，便能使焦点刚好落在荧光屏上，显现一个光亮细小的圆点。改变第一阳极和第二阳极之间的电位差，可起调节光点聚焦的作用，这就是示波器的“聚焦”和“辅助聚焦”调节的原理。第三阳极是示波管锥体内部涂上一层石墨形成的，通常加有很高的电压，它有三个作用：①使穿过偏转系统以后的电子进一步加速，使电子有足够的能量去轰击荧光屏，以获得足够的亮度；②石墨层涂在整个锥体上，能起到屏蔽作用；③电子束轰击荧光屏会产生二次电子，处于高电位的A3可吸收这些电子。(2)偏转系统示波管的偏转系统大都是静电偏转式，它由两对相互垂直的平行金属板组成，分别称为水平偏转板和垂直偏转板。分别控制电子束在水平方向和垂直方向的运动。当电子在偏转板之间运动时，如果偏转板上没有加电压，偏转板之间无电场，离开第二阳极后进入偏转系统的电子将沿轴向运动，射向屏幕的中心。如果偏转板上有电压，偏转板之间则有电场，进入偏转系统的电子会在偏转电场的作用下射向荧光屏的指定位置。如果两块偏转板互相平行，并且它们的电位差等于零，那么通过偏转板空间的，具有速度υ的电子束就会沿着原方向（设为轴线方向）运动，并打在荧光屏的坐标原点上。如果两块偏转板之间存在着恒定的电位差，则偏转板间就形成一个电场，这个电场与电子的运动方向相垂直，于是电子就朝着电位比较高的偏转板偏转。这样，在两偏转板之间的空间，电子就沿着抛物线在这一点上做切线运动。最后，电子降落在荧光屏上的A点，这个A点距离荧光屏原点（0）有一段距离，这段距离称为偏转量，用y表示。偏转量y与偏转板上所加的电压Vy成正比。同理，在水平偏转板上加有直流电压时，也发生类似情况，只是光点在水平方向上偏转。（3）荧光屏荧光屏位于示波管的终端，它的作用是将偏转后的电子束显示出来，以便观察。在示波器的荧光屏内壁涂有一层发光物质，因而，荧光屏上受到高速电子冲击的地点就显现出荧光。此时光点的亮度决定于电子束的数目、密度及其速度。改变控制极的电压时，电子束中电子的数目将随之改变，光点亮度也就改变。在使用示波器时，不宜让很亮的光点固定出现在示波管荧光屏一个位置上，否则该点荧光物质将因长期受电子冲击而烧坏，从而失去发光能力。涂有不同荧光物质的荧光屏，在受电子冲击时将显示出不同的颜色和不同的余辉时间，通常供观察一般信号波形用的是发绿光的，属中余辉示波管，供观察非周期性及低频信号用的是发橙黄色光的，属长余辉示波管；供照相用的示波器中，一般都采用发蓝色的短余辉示波管。被测信号的波形在示波器合成原理：因为示波器显示波形的原理如果只在竖直偏转板上加一交变的正弦电压，则电子束的亮点将随电压的变化在竖直方向来回运动，如果电压频率较高，则看到的是一条竖直亮线，要能显示波形，必须同时在水平偏转板上加一扫描电压，使电子束的亮点沿水平方向拉开。示波器显示波形的原理：示波器显示波形的原理如果只在竖直偏转板上加一交变的正弦电压，则电子束的亮点将随电压的变化在竖直方向来回运动，如果电压频率较高，则看到的是一条竖直亮线，要能显示波形，必须同时在水平偏转板上加一扫描电压，使电子束的亮点沿水平方向拉开。

①电子枪发射出电子，要想让亮斑沿OY向上移动，电子在YY′中受到的电场力必须向上，板间场强必须向下，则需在偏转电极YY′上加电压，且Y比Y′电势高．故①错误；②要想让亮斑移到荧光屏的左上方，电子在偏转电极XX′间受到的电场力指向X′、在YY′间受到的电场力指向Y，则需在偏转电极XX′、YY′上加电压，且X′比X电势高，Y比Y′电势高．故②错误；③设加速电场的电压为U1，偏转电场的电压为U2，偏转电极的长度为L，板间距离为d，根据推论得知，偏转距离为y=U2L24U1d，可见，偏转距离与偏转电压U2成正比，由几何知识得知，电子在荧光屏偏转的距离也与偏转电压成正比，则偏转电极XX′上加上随时间作线性变化的电压时，电子在荧光屏偏转的距离与时间也是线性关系，形成一条亮线，若电压是周期性变化，就可以使电子在水平方向不断扫描．故③正确．④由上分析知，电子在荧光屏偏转的距离与偏转电压成正比，则在偏转电极YY′上加按正弦规律变化的电压，电子在荧光屏偏转的距离按正弦规律变化，而在偏转电极XX′上加适当频率的扫描电压，水平方向电子不断从右向左匀速扫描，在荧光屏上出现一条正弦曲线．故④正确．故选：D．

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有输入信号输出信号。输入的像开关按钮。压力检测。手摇脉冲发生器。输出的指示灯。电磁阀。等等。

微信号改成以下比较有意义：1、Nigori［浊酒］2、Drunk（醉梦）3、Heartplug（心塞）4、Pretend（假装）5、retrospect（回想）6、Indifference淡漠7、mature成熟8、single（一个人）9、Invader（瑾年）10、Bitter（泪海）11、淡定　Composure12、primary (最初）13、Selfishness私念14、estrus 动情15、Sensitive（敏感）16、Figure身影17、Enteral丶不朽18、Jealousy妒忌19、Sink沉沦20、Tolerance (包容）21、sake（清酒）22、Ranger（浪人）23、Passer(过路人）24、Pamper（娇纵）25、promise°缺口26、error (过失）27、Bohemian浪荡不羁28、Deephugu03e7深拥29、Eternity（永恒）30、Gardenia(栀子）31、Only you的世界32、loser（遗失者）33、怎知我心Custom34、growup（成熟）35、Warm summer（暖夏）36、Transparent透明37、deep blue（深海蓝）38、Jealousy(醋意）39、R. tong女郎40、Cemetery°囚碟41、Deep sea（深海）42、Mote尘埃43、Stay（挽留）44、Noregret (无悔）45、Sting（刺痛）46、Lipstick（口红）47、Fairy（仙女）48、First sonw（初雪）49、旧情歌－TRISTE50、Enemy（宿敌）

尊敬的三星用户您好：根据您的描述，GPS受诸多因素制约，最主要的因素是信号和运动状态。在卫星信号不良的地方（例如：室内、隧道以及高楼大厦林立的城市街区等），或者处于运动状态下GPS往往很难定位。建议您：1.到空旷的地方使用GPS，并尽可能在静止状态下完成定位（大约需要5分钟），再在运动状态下使用尝试。2.若手机支持A-GPS功能，建议将该功能开启。方式：设定-定位服务-使用无线网络-打勾。3.更换其他位置定位尝试。若上述方式操作后手机依然无法GPS定位，建议您携带购机发票、包修卡和机器送到三星服务中心。三星企业知道，为您提供优质的解决方案，用心解答您的问题，希望能够得到您的满意评价。

错误

行程开关是将机械位置信号转变为电信号，传递给控制器控制驱动原件的运转，保证行程位置的准确。

这道题是错误的行程开关的作用是将机械行走的《位置》用电信号传出行程开关又称限位开关，工作原理与按钮相类似，不同的是行程开关触头动作不靠手工操作，而是利用机械运动部件的碰撞使触头动作，从而将机械信号转换为电信号。是极限位置而非长度

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如果只用耳机可以用非开关型，如果一定要用3F07，L接到2，R接到5

太简单啦，打开scope 然后点击打印旁边的按钮，设置信号输入的个数就可以了