滤波器

隔离变压器　解决不了此各问题　，电源滤波器，也不行，虽然你选　了为最佳答案，做过试验与仿真零线电流过大 三项谐波叠加最好的办法是从原理上根本解决这种问题，比如不要用单相整流电流，用三相另一种是滤除三次谐波，这倒比较简单如用零线谐波电流滤波器　浙江思容SRN零线电流消除器系列厦门冠欧GOC滤波器系列效果都比较好

1）InputReactor进线电抗器，输入电抗器可以抑制谐波电流，提高功率因数以及削弱输入电路中的浪涌电压、电流对变频器的冲击，削弱电源电压不平衡的影响，一般情况下，都必须加进线电抗器。2）输入EMC滤波器，EMC滤波器的作用是为了减少和抑制变频器所产生的电磁干扰。EMC滤波器有两种，***和B级滤波器。EMC***滤波器用在第二类场合即工业场合，满足EN50011***标准。EMCB级滤波器多用于第一类场合即民用、轻工业场合，满足EN50011B级标准。在变频器输出侧共有以下几种选件：1）Outputreactor输出电抗器，当变频器输出到电机的电缆长度大于产品规定值时，应加输出电抗器来补偿电机长电缆运行时的耦合电容的充放电影响，避免变频器过流。输出电抗器有两种类型，一种输出电抗器是铁芯式电抗器，当变频器的载波频率小于3KHZ时采用。另一种输出电抗器是铁氧体式，当变频器的载波频率小于6KHZ时采用。变频器输出端增加输出电抗器的作用是为了增加变频器到电动机的导线距离，输出电抗器可以有效抑制变频器的IGBT开关时产生的瞬间高电压，减少此电压对电缆绝缘和电机的不良影响。同时为了增加变频器到电机之间的距离可以适当加粗电缆，增加电缆的绝缘强度，尽量选用非屏蔽电缆。2）Outputdv/dtfilter输出dv/dt电抗器，输出dv/dt电抗器是为了限制变频器输出电压的上升率来确保电机的绝缘正常。3）Sinusolidalfilters正弦波滤波器，它使变频器的输出电压和电流近似于正弦波，减少电机谐波畴变系数和电机绝缘压力。

EMC是电磁兼容性的意思，它是指设备向外通过线路或空间辐射放出干扰的情形，所以EMC滤波器是指为了防止设备自身向外放出有害干扰而设置的专用滤波器。LC是指电感和电容，由电感和电容构成的滤波器就称为LC滤波器。所以前者是按功能区分的，后者是按使用的元件类型区分的，根本无法比较，不过可以肯定的是，EMC滤波器基本上也就是通过LC电路来实现的，或是说，两者可以认为是一种东西。

　　西门子变频器电抗器和滤波器的区别，在变频器输出侧共有以下几种选件：　　1)Output reactor输出电抗器，当变频器输出到电机的电缆长度大于产品规定值时，应加输出电抗器来补偿电机长电缆运行时的耦合电容的充放电影响，避免变频器过流。输出电抗器有两种类型，一种输出电抗器是铁芯式电抗器，当变频器的载波频率小于3KHZ时采用。另一种输出电抗器是铁氧体式，当变频器的载波频率小于 6KHZ时采用。变频器输出端增加输出电抗器的作用是为了增加变频器到电动机的导线距离，输出电抗器可以有效抑制变频器的IGBT开关时产生的瞬间高电压，减少此电压对电缆绝缘和电机的不良影响。同时为了增加变频器到电机之间的距离可以适当加粗电缆，增加电缆的绝缘强度，尽量选用非屏蔽电缆。　　2)Output dv/dt filter输出dv/dt电抗器，输出dv/dt电抗器是为了限制变频器输出电压的上升率来确保电机的绝缘正常。　　3)Sinusolidal filters正弦波滤波器，它使变频器的输出电压和电流近似于正弦波，减少电机谐波畴变系数和电机绝缘压力。　　在变频器的输入侧可加以下选件：　　1)输入EMC无线电干扰滤波器，EMC滤波器的作用是为了减少和抑制变频器所产生的电磁干扰。EMC滤波器有两种，A级和B级滤波器。EMCA级滤波器用在第二类场合即工业场合，满足EN50011A级标准。EMCB级滤波器多用于第一类场合即民用、轻工业场合，满足EN50011B级标准。　　2)Input Reactor进线电抗器，输入电抗器可以抑制谐波电流，提高功率因数以及削弱输入电路中的浪涌电压、电流对变频器的冲击，削弱电源电压不平衡的影响，一般情况下，都必须加进线电抗器。

你这个杀要达到什么功能要求是不是也要做设计,还是怎样

这是个低通滤波器，滤掉高频，保留低频。 上面的是幅频特性。 纵坐标是幅度（DB）,横轴是角速度（弧度/采样）。 通带（0~0.2π）是较平整的部分，过渡带（0.2π~0.3π），后面是阻带（>0.3π），阻带扰动（波纹）-0.02~+0.02(DB)。 下面是相频特性。

如果你学过模拟电子的话，你就可以知道逆变电路，滤波电路及其原理了，在这里由于绘图不方便，那我给你讲讲原理吧．1滤波电路原理：我们可以用简单的两个型号一样的电容来串接，其中在两个电容之间接地这样就可以做出滤波电路了；还有一种方式，你可以用电阻和电容串接，这样叫做阻容吸收也可以起到滤波作用．但是在逆变电源的电路设计中，还是采取两个电容中间接地的方式较好，逆变电源的电路其实，你可以参考变频器里的逆变电路来参考设计，在这里就不多说了，可以在网上查阅资料

如果你学过模拟电子的话，你就可以知道逆变电路，滤波电路及其原理了，在这里由于绘图不方便，那我给你讲讲原理吧．1滤波电路原理：我们可以用简单的两个型号一样的电容来串接，其中在两个电容之间接地这样就可以做出滤波电路了；还有一种方式，你可以用电阻和电容串接，这样叫做阻容吸收也可以起到滤波作用．但是在逆变电源的电路设计中，还是采取两个电容中间接地的方式较好，逆变电源的电路其实，你可以参考变频器里的逆变电路来参考设计，在这里就不多说了，可以在网上查阅资料

如果你学过模拟电子的话，你就可以知道逆变电路，滤波电路及其原理了，在这里由于绘图不方便，那我给你讲讲原理吧.1滤波电路原理:我们可以用简单的两个型号一样的电容来串接，其中在两个电容之间接地这样就可以做出滤波电路了;还有一种方式，你可以用电阻和电容串接，这样叫做阻容吸收也可以起到滤波作用.但是在逆变电源的电路设计中，还是采取两个电容中间接地的方式较好，逆变电源的电路其实，你可以参考变频器里的逆变电路来参考设计，在这里就不多说了，可以在网上查阅资料

看图片，参数肯定不能给。

自相关函数只关心两个积分函数在时间上的差值，书上的公式是针对信号的，算得信号的时间相关性。而lz的公式是针对有一定概率分布的离散情况的一个过程，即在每个时间点的取值是不确定的，有一定的概率分布，用自相关函数来算不同时间点取值的相关性。

　　汽车音响器材与家用音响一样，也要使用功率放大器。刚接触汽车音响的人，对于在汽车中也安装功率放大器，甚至安装多个功率放大器，认为不可思议。那么为什么要安装功率放大器呢?因为汽车电源电压只有14.4V，功率(P)＝电压(U)x电流(I)，如果只用主机自身的功率放大器，最多能达到4x55W，只能推动功率小的扬声器，而且音量开大就会失真，声音听起来发硬，缺乏弹性。人耳听觉有极限，其下限比所能听到的音量上限还要少，这就是为何音乐总是在一开始时感觉比较强烈。要让任何声音达到最逼真的状态是相当困难的:挡风玻璃、内装饰、发动机以及车底盘和轮胎在路面上行驶时所发出的噪音，对聆听环境都有极大的影响；低声压级和后级功率不足也是一个很大的缺陷，无法重播音乐的全部信息。要解决这些问题就需要加装功率放大器。车用功率放大器内部使用逆变电源，将电源电压提高到±40 V，功率也随之得到了提高，这样便可使用大功率的扬声器，由于储备功率加大，提高音量就不会产生失真，音质有力且富有弹性。尤其在推动大尺寸的低音扬声器时，低音区更加延伸，声音非常丰满。 　　现今，虽然大多数厂家都生产大功率放大器，但却没有互相通用的规格，也不要求统一功率输出标准，不像家用功放有功率额定标准。简言之，功率放大器是为配合来自声源，特别是数码声源的音质而设计和使用的，它不会使声音降级，相反，效率特别高，电力损失极小，用途广泛，可以扩展系统，使其升级，对于音响爱好者来说，是不可缺少的器材。功率放大器可以按不同的用途分类：　　1、 有的汽车功率放大器是专门为推动低音扬声器设计的，如：健伍KAC—PS401M(14.4V，4欧姆)，最大功率1200W x1。内置次声滤波器，省去了外接滤波器。　　2、 带均衡器的功率放大器，如：索尼XM一604EQX。EQX备有的扬声器有5段均衡器，可因个人喜好或不同的车厢空间调校音色。每一个EQX系列均有5种频率供选择。　　3、 5声道功率放大器，如：索尼XM一405EQX、健伍KAC一859等，通常使用2声道或4声道功率放大器来推动前后扬声器。低音扬声器是用另一只功率放大器推动，这样占用面积太大，而使用5声道功率放大器，一块功放就可以解决问题。　　4、 多片X卡功率放大器，如：来福punch 400.4。独特的X卡为功率放大器提供了几乎是无限多样的分音选择：高通、带通、低通，甚至是超音频的滤波器。它可以起到以一抵十的作用。　　5、 电子分音器模块式功率放大器，如：KICKER ZR360。这些控制模块是让你选定哪一种讯号会到功率放大器及到功率放大器的RCA输出，选定所需要的频率及分音点。通过更换模块，可以使一个功率放大器变成多样化的功率放大器使用。

1．熟悉ispPAC80可编程模拟器件的结构、功能。2．掌握可编程模拟器件设计有源滤波器的方法。3．学会使用PAC-Designer软件进行有源滤波器的设计。4．学会有源滤波器的幅频、相频特性曲线的测试方法。 （一）设计原理滤波器是一种能使有用频率信号通过而同时抑制（或衰减）无用频率信号的电子电路或装置。在工程上，常用它来进行信号处理，数据传送或抑制干扰等。以往滤波器主要采用无源元件R、L、和C组成，目前一般用集成运放、R、C组成，常称为有源滤波器。在一个实际的电子系统中，有时输入信号往往受干扰等原因而含有一些不必要的成分，应当把它衰减到足够小的程度。而在另一些场合，有时我们需要的信号和别的信号混在一起，应当 设法把我们需要的信号挑出来。要解决这些问题都需要采用有源滤波器。用在系统可编程模拟器件实现有源滤波器的设计非常方便。通常用三个运算放大器就可以实现双二阶型函数的电路。而双二阶型函数能实现所有的滤波器函数，如低通、高通、带通、带阻。双二阶函数的表达式如3-17-1所示，式中m=1或0，n=1或0。3-17-1这种电路的灵敏度相当低，电路容易调整。另一个显著特点是只需增加少量的元件就能实现各种滤波函数。3.16节可知ispPAC10、ispPAC20器件结构与功能，实现这样的电路很容易。首先讨论低通滤波器的转移函数如3-17-2式。3-17-23-17-33-17-43-17-4式可写成3-17-5式形式b=k1k2 3-17-53-17-1为双二阶有源滤波器方框图。不难看出方框图中的函数可以分别用反相器电路、积分电路、有损积分电路来实现。把各个运算放大器电路代入3-17-1的方框图即可得到3-17-2电路。然而现在已不再需要电阻、电容、运放搭电路了，调试电路了。利用在系统可编程器件可以很方便的实现此电路。ispPAC10能够实现方框图中的每一个功能块。PAC块可以对两个信号进行求和或求差，K为可编程增益，电路中把K11、K12、K22设置成+1，把K12设置成-1。因此三运放的双二阶型函数的电路用两PAC块就可以实现。在开发软件中使用原理图输入方式，把两个PAC块连接起来。电路的CF是反馈电容值，Re是输入运放的等效电阻。其值为250kΩ。两个PAC块是输出分别为Vo1和Vo2。可以分别得到两个表达式，3-17-6表达式为带通函数、3-17-63-17-7表达式为低通函数3-17-7实际利用ispPAC进行滤波器的设计时，一般在其开发软件PAC-Designer中含有一个宏，专门用于滤波器的设计，设计者只要根据所要求选择不同类型，不同性能指标的滤波器配置电路，不需要自己连接电路，只要输入滤波器的相应指标。如fo、Q等参数，即可自动产生滤波器电路。例如：用ispPAC10或ispPAC20设计时，需要在自动生产的滤波器电路里设置相应的增益和电容值。然后用模拟器模拟出所设计滤波器的幅频和相频特性。并与现实进行较，是否符合技术要求。例如：根据3-17-6和3-17-7给出的方程，输入相应的技术指标，便可以在PAC Designer软件中滤波器设计的宏里自动产生双二阶滤波器电路，增益和相应电容值根据需要进行设置。开发软件中还有一个模拟器，用于模拟滤波器的幅频和相频特性。（二）.ispPAC器件设计有源滤波器举例ispPAC80是lattice公司继ispPAC10和ispPAC20后推出的一种专门用来实现高性能连续时间低通滤波器的模拟可编程器件。该器件内部包含了仪表放大器增益级，内核是一个五阶滤波器，其软件设计方法与ispPAC10、ispPAC20稍有不同。每一片ispPAC80器件可以同时存储两组不同参数的五阶滤波器配置（cfgA和cfgB）,在进行设计前其默认值是空的（cfgA.unknown,cfgB.unknown）。ispPAC80软件库中含有八千多种不同类型和参数的五阶滤波器库，设计者可以调用该库从而方便地完成设计。例如：先设计第一个配置(cfgA)：双击cfA unkown所在的矩形框，产生如图3-17-7所示的五阶滤波器库。该库中含有各种不同类型的滤波器，如萨顿斯滤波器(Satons)、巴塞尔滤波器（Bessel）、线性滤波器、高斯滤波器（Gaussian），巴特沃斯滤波器（Butterworth）、椭圆滤波器等，每种类型的滤波器根据其参数值的不同，又分为不同的具体型号，共8244种。设计者只需要具备关于滤波器技术指标等知识，如通带频率、止带频率、止带衰减，相位线性度，群延时等。设计者根据所需要的设计的目标滤波器的各项指标的数据，从数据库里挑选出与目标技术指标比较接近（相差不会超过3.0﹪）的组构方案。比如根据设计设计要求选定一种滤波器，如第4001种（ID号为4000）的椭圆滤波器，双击该ID号，将该种滤波器拷贝进ispPAC80的第一组配置ConfigurationA中。双击输入使用运放IA图形，可以调整输入增益倍数（1.2.5或10）。同样，双击wakeup=cfgA的梯形图标，可以设置激活配置cfgA或cfgB。在上述设计输入完毕后，软件就可自动完成对滤波器的电路进行连接与参数配置。设计输入完毕后，按Tool=Run Simulator菜单，可对设计进行仿真，方法与3.16节相同。若仿真结果仍与设计要求有所偏差，则还可以调整3-17-8中滤波器的参数C1、C2、C3、C4、L2、L4和C5（双击该处即可进入参数调整状态）。（二）spPAC80的特性曲线如3-17-10所示，供设计参考 1. 低通五阶滤波器增益为1，转折频率为10kHz，通带内允许最大波动为±1dB。2. 设计一双二阶有源滤波器，要求实现低通、带通、高通输出。带通中心频率fo为10kHz，低通、高通转折频率均为10kHz，增益为2。 1．画出所设计有源滤波器原理图2．用PAC-Designer软件根据设计要求设计出滤波器，打印出仿真曲线，并把设计好的滤波器下载到相应的芯片里。3. 在实验仪器对芯片进行测试，芯片里的滤波器性能指标是否符合要求。五.实验仪器及器件所用仪器同3.16ispPAC20、ispPAC10、ispPAC80适配板各一块。有源滤波器70年代初期，日本学者就提出了有源滤波器APF(Active Power Filter)的概念，即利用可控的功率半导体器件向电网注入与原有谐波电流幅值相等、相位相反的电流，使电源的总谐波电流为零，达到实时补偿谐波电流的目的。与无源滤波器相比，AFP具有高度可控性和快速响应性，能补偿各次谐波，可抑制闪变、补偿无功，有一机多能的特点;滤波特性不受系统阻抗的影响，可消除与系统阻抗发生谐振的危险;具有自适应功能，可自动跟踪补偿变化着的谐波。

基于RLS算法和LMS的自适应滤波器的MATLAB程序是什么？ % RLS算法 randn("seed", 0) ; rand("seed", 0) ; NoOfData = 8000 ; % Set no of data points used for training Order = 32 ; % 自适应滤波权数 Lambda = 0.98 ; % 遗忘因子 Delta = 0.001 ; % 相关矩阵R的初始化 x = randn(NoOfData, 1) ;%高斯随机系列 h = rand(Order, 1) ; % 系统随机抽样 d = filter(h, 1, x) ; % 期望输出 % RLS算法的初始化 P = Delta * eye ( Order, Order ) ;%相关矩阵 w = zeros ( Order, 1 ) ;%滤波系数矢量的初始化 % RLS Adaptation for n = Order : NoOfData ; u = x(n:-1:n-Order+1) ;%延时函数 pi_ = u" * P ;%互相关函数 k = Lambda + pi_ * u ; K = pi_"/k;%增益矢量 e(n) = d(n) - w" * u ;%误差函数 w = w + K * e(n) ;%递归公式 PPrime = K * pi_ ; P = ( P - PPrime ) / Lambda ;%误差相关矩阵 w_err(n) = norm(h - w) ;%真实估计误差 end ; % 作图表示结果 figure ; plot(20*log10(abs(e))) ;%| e |的误差曲线 title("学习曲线") ; xlabel("迭代次数") ; ylabel("输出误差估计") ; figure ; semilogy(w_err) ;%作实际估计误差图 title("矢量估计误差") ; xlabel("迭代次数") ; ylabel("误差权矢量") ; %lms 算法 clear all close all hold off%系统信道权数 sysorder = 5 ;%抽头数 N=1000;%总采样次数 inp = randn(N,1);%产生高斯随机系列 n = randn(N,1); [b,a] = butter(2,0.25); Gz = tf(b,a,-1);%逆变换函数 h= [0.0976;0.2873;0.3360;0.2210;0.0964;];%信道特性向量 y = lsim(Gz,inp);%加入噪声 n = n * std(y)/(10*std(n));%噪声信号 d = y + n;%期望输出信号 totallength=size(d,1);%步长 N=60 ; %60节点作为训练序列 %算法的开始 w = zeros ( sysorder , 1 ) ;%初始化 for n = sysorder : N u = inp(n:-1:n-sysorder+1) ;% u的矩阵 y(n)= w" * u;%系统输出 e(n) = d(n) - y(n) ;%误差 if n < 20 mu=0.32; else mu=0.15; end w = w + mu * u * e(n) ;%迭代方程 end %检验结果 for n = N+1 : totallength u = inp(n:-1:n-sysorder+1) ; y(n) = w" * u ; e(n) = d(n) - y(n) ;%误差 end hold on plot(d) plot(y,"r"); title("系统输出") ; xlabel("样本") ylabel("实际输出") figure semilogy((abs(e))) ;% e的绝对值坐标 title("误差曲线") ; xlabel("样本") ylabel("误差矢量") figure%作图 plot(h, "k+") hold on plot(w, "r*") legend("实际权矢量","估计权矢量") title("比较实际和估计权矢量") ; axis([0 6 0.05 0.35]) 急求:基于RLS算法和LMS算法的正弦信号的自适应滤波器的MATLAB的仿真程序. 数字滤波器在数字信号处理中的应用广泛，是数字信号处理的重要基础。自适应滤波器可以不必事先给定信号及噪声的自相关函数,它可以利用前一时刻已获得的滤波器参数自动地调节现时刻的滤波器参数使得滤波器输出和未知的输入之间的均方误差最小化,从而它可以实现最优滤波。 自适应滤波器的算法有很多,有RLS（递归最小二乘法）和LMS（最小均方算法）等。自适应LMS算法是一种很有用且很简单的估计梯度的方法,在信号处理中得到广泛应用。 本论文主要研究了自适应滤波器的基本结构和原理，然后介绍了最小均方误差算法(LMS算法)，并完成了一种基于MATLAB平台的自适应LMS自适应滤波器的设计,同时实现了对信号进行初步的降噪处理。 通过仿真，我们实现了LMS自适应滤波算法，并从结果得知步长和滤波器的阶数是滤波器中很重要的两个参数，并通过修改它们证实了这一点，其中步长影响着收敛时间，而且阶数的大小也会大大地影响自适应滤波器的性能。 求基于LMS自适应滤波器的详细资料 自适应滤波器实际上是一种能够自动调整本身参数的特殊维纳滤波器，在设计时不需要预先知道关于输入信号和噪声的统计特性，它能够在工作过程中逐步“了解” 或估计出所需的统计特性，并以此为依据自动调整自身的参数，以达到最佳滤波效果。一旦输入信号的统计特性发生变化，它又能够跟踪这种变化，自动调整参数，使滤波器性能重新达到最佳。 自适应滤波器由参数可调的数字滤波器(或称为自适应处理器)和自适应算法两部分组成，如图7-3所示。参数可调数字滤波器可以是FIR数字滤波器或IIR数字滤波器，也可以是格型数字滤波器。输入信号x(n)通过参数可调数字滤波器后产生输出信号(或响应)y(n)，将其与参考信号(或称期望响应)d(n)进行比较，形成误差信号e(n)，并以此通过某种自适应算法对滤波器参数进行调整，最终使e(n)的均方值最小。尽管自适应滤波器具有各种不同的算法和结构，但是，其最本质特征是始终不变的。这种最本质的特征可以概括为：自适应滤波器依据用户可以接受的准则或性能规范，在未知的而且可能是时变的环境中正常运行，而无须人为的干预。本章主要讨论的是基于维纳滤波器理论的最小均方(LMS)算法，可以看到LMS算法的主要优点是算法简单、运算量小、易于实现；其主要缺点是收敛速度较慢，而且与输入信号的统计特性有关。 自适应线性滤波器是一种参数可自适应调整的有限冲激响应(FIR)数字滤波器，具有非递归结构形式。因为它的分析和实现比较简单，所以在大多数自适应信号处理系统中得到了广泛应用。如图7-4所示的是自适应线性滤波器的一般形式。输入信号矢量x(n)的L+1个元素，既可以通过在同一时刻对L+1个不同信号源取样得到，也可以通过对同一信号源在n以前L+1个时刻取样得到。前者称为多输入情况，如图7-5所示，后者称为单输入情况如图7-4所示，这两种情况下输入信号矢量都用x(n)表示，但应注意它们有如下区别。 单输入情况： (7-18) 多输入情况： (7-19) 单输入情况下x(n)是一个时间序列，其元素由一个信号在不同时刻的取样值构成；而多输入情况下x(n)是一个空间序列，其元素由同一时刻的一组取样值构成，相当于并行输入。 对于一组固定的权系数来说，线性滤波器是输出y(n)等于输入矢量x(n)的各元素的线性加权之和。然而实际上权系数是可调的，调整权系数的过程叫做自适应过程。在自适应过程中，各个权系数不仅是误差信号e(n)的函数，而且还可能是输入信号的函数，因此，自适应线性滤波器的输出就不再是输入信号的线性函数。 输入信号和输出信号之间的关系为 单输入情况： (7-20) 多输入情况： (7-21) 如图7-4所示的单输入自适应线性滤波器，实际上是一个时变横向数字滤波器，有时称为自适应横向滤波器。它在信号处理中应用很广泛。自适应线性滤波器的L+1个权系数构成一个权系数矢量，称为权矢量，用w(n)表示，即 (7-22) 这样，输出响应表示为 (7-23) 参考响应与输出响应之差称为误差信号，用e(n)表示，即 (7-24) 自适应线性滤波器按照误差信号均方值(或平均功率)最小的准则，即 (7-25) 来自动调整权矢量。 急求，matlab自适应滤波器的程序 clear all close all %channel system order sysorder = 5 ; % Number of system points N=2000; inp = randn(N,1); n = randn(N,1); [b,a] = butter(2,0.25); Gz = tf(b,a,-1); %This function is submitted to make inverse Z-transform (Matlab central file exchange) %The first sysorder weight value %h=ldiv(b,a,sysorder)"; % if you use ldiv this will give h :filter weights to be h= [0.0976; 0.2873; 0.3360; 0.2210; 0.0964;]; y = lsim(Gz,inp); %add some noise n = n * std(y)/(10*std(n)); d = y + n; totallength=size(d,1); %Take 60 points for training N=60 ; %begin of algorithm w = zeros ( sysorder , 1 ) ; for n = sysorder : N u = inp(n:-1:n-sysorder+1) ; y(n)= w" * u; e(n) = d(n) - y(n) ; % Start with big mu for speeding the convergence then slow down to reach the correct weights if n < 20 mu=0.32; else mu=0.15; end w = w + mu * u * e(n) ; end %check of results for n = N+1 : totallength u = inp(n:-1:n-sysorder+1) ; y(n) = w" * u ; e(n) = d(n) - y(n) ; end hold on plot(d) plot(y,"r"); title("System output") ; xlabel("Samples") ylabel("True and estimated output") figure semilogy((abs(e))) ; title("Error curve") ; xlabel("Samples") ylabel("Error value") figure plot(h, "k+") hold on plot(w, "r*") legend("Actual weights","Estimated weights") title("Comparison of the actual weights and the estimated weights") ; axis([0 6 0.05 0.35]) % RLS 算法 randn("seed", 0) ; rand("seed", 0) ; NoOfData = 8000 ; % Set no of data points used for training Order = 32 ; % Set the adaptive filter order Lambda = 0.98 ; % Set the fetting factor Delta = 0.001 ; % R initialized to Delta*I x = randn(NoOfData, 1) ;% Input assumed to be white h = rand(Order, 1) ; % System picked randomly d = filter(h, 1, x) ; % Generate output (desired signal) % Initialize RLS P = Delta * eye ( Order, Order ) ; w = zeros ( Order, 1 ) ; % RLS Adaptation for n = Order : NoOfData ; u = x(n:-1:n-Order+1) ; pi_ = u" * P ; k = Lambda + pi_ * u ; K = pi_"/k; e(n) = d(n) - w" * u ; w = w + K * e(n) ; PPrime = K * pi_ ; P = ( P - PPrime ) / Lambda ; w_err(n) = norm(h - w) ; end ; % Plot results figure ; plot(20*log10(abs(e))) ; title("Learning Curve") ; xlabel("Iteration Number") ; ylabel("Output Estimation Error in dB") ; figure ; semilogy(w_err) ; title("Weight Estimation Error") ; xlabel("Iteration Number") ; ylabel("Weight Error in dB") ; 急求基于遗传算法的自适应滤波器matlab仿真程序代码？谢谢 处理的重要基础。自适应滤波器可以不必事先给定信号及噪声的自相关函数,它可以利用前一时刻已获得的滤波器参数自动地调节现时刻的滤波器参数使得滤波器输出和未知的输入之间的均方误差最小化,从而它可以实现最优滤波。 自适应滤波器的算法有很多,有RLS（递归最小二乘法）和LMS（最小均方算法）等。自适应LMS算法是一种很有用且很简单的估计梯度的方法,在信号处理中得到广泛应用。 本论文主要研究了自适应滤波器的基本结构和原理，然后介绍了最小均方误差算法(LMS算法)，并完成了一种基于MATLAB平台的自适应LMS自适应滤波器的设计,同时实现了对信号进行初步的降噪处理。 通过仿真，我们实现了LMS自适应滤波算法，并从结果得知步长和滤波器的阶数是滤波器中很重要的两个参数，并通过修改它们证实了这一点，其中步长影响着收敛时间，而且阶数的大小也会大大地影响自适应滤波器的性能。 变步长LMS自适应滤波算法的MATLAB程序, 用Matlab软件实现变长NLMS自适应滤波器算法 clear all close all N=10; %滤波器阶数 sample_N=500; %采样点数 A=1; %信号幅度 snr=10; %信噪比 t=1:sample_N; length_t=100; %期望信号序列长度 d=A*sin(2*pi*t/length_t); %期望信号 M=length(d); %M为接收数据长度 x=awgn(d,snr); %经过信道（加噪声） delta=1/(10*N*(A^2)); %计算能够使LMS算法收敛的delta y=zeros(1,M); h=zeros(1,N); %LMS滤波器系数 h_normalized=zeros(1,N); %归一化LMS滤波器系数 y1=zeros(1,N); for n=N:M %系数调整LMS算法 x1=x(n:-1:n-N+1); %LMS算法 y(n)=h*x1"; e(n)=d(n)-y(n); h=h+delta*e(n)*x1; %NLMS算法 y_normalized(n)=h_normalized*x1"; e_normalized(n)=d(n)-y_normalized(n); h_normalized=h_normalized+e_normalized(n)*x1/(x1*x1"); end error=e.^2; %LMS算法每一步迭代的均方误差 error_normalized=e_normalized.^2; %NLMS算法每一步迭代的均方误差 for n=N:M %利用求解得到的h，与输入信号x做卷积，得到滤波后结果 x2=x(n:-1:n-N+1); y1(n)=h*x2"; y2(n)=h_normalized*x2"; end subplot(411) plot(t,d); axis([1,sample_N,-2,2]); subplot(412) plot(t,x); subplot(413) plot(t,y); subplot(414) plot(t,y_normalized); figure(2) plot(t,error,"r",t,error_normalized,"b"); 自适应滤波器的算法如何用MATLAB去编 帮你在百度文库里找到这个算法，自适应噪声抵消LMS算法Matlab仿真，希望对你有帮助。如有问题，可以再讨论解决。 求基于RLS算法和LMS的自适应均衡系统的MATLAB程序`` 里面有些代码有问题，可以参考，代码还是自己写：！ %基于RLS算法的自适应线性预测 clc; clear all; N=300; M=100;%计算的次数 w1=zeros(N,M);w2=zeros(N,M);I=eye(2);e1=zeros(N,M); for k=1:M %产生白噪声 Pv=0.008;%定义白噪声方差 a1=-0.195;a2=0.95;o=0.02;r=0.95; m=5000;%产生5000个随机数 v=randn(1,m); v=v*sqrt(Pv);%产生均值为0，方差为Pv的白噪声 %m=1:N; v=v(1:N);%取出前1000个 %plot(m,v);title("均值为0，方差为0.0965的白噪声");ylabel("v(n)");xlabel("n"); v=v"; %向量初使化 x=zeros(1,N); x(1)=v(1);%x(0)=v(0) x(2)=v(2)-a1*v(1);%x(1)=v(1)-a1*v(0) w=zeros(2,N); w(:,1)=[0 0]";%w(0)=[0 0]"; X=zeros(2,N); X(:,2)=[v(1) 0]";%X(0)=[0 0]";X(1)=[v(0) 0]" C=zeros(2,2*N); C(:,1:2)=1/o.*I;%C(0)=1/o*I e=zeros(1,N)";%定义误差向量 u=zeros(1,N); g=zeros(2,N); %根据RLS算法进行递推 for n=1:N-2 x(n+2)=v(n+2)-a1*x(n+1)-a2*x(n); X(:,n+2)=[x(n+1) x(n)]"; u(n)=X(:,n+1)"*C(:,2*n-1:2*n)*X(:,n+1); g(:,n)=(C(:,2*n-1:2*n)*X(:,n+1))./(r+u(n)); w(:,n+1)=w(:,n)+g(:,n)*(x(n+1)-X(:,n+1)"*w(:,n)); C(:,2*n+1:2*(n+1))=1/r.*(C(:,2*n-1:2*n)-g(:,n)*X(:,n+1)"*C(:,2*n-1:2*n)); e(n)=x(n+1)-X(:,n+1)"*w(:,n); w1(:,k)=w(1,:)"; w2(:,k)=w(2,:)";%将每次计算得到的权矢量值储存 e1(:,k)=e(:,1);%将每次计算得到的误差储存 end end %求权矢量和误差的M次的平均值 wa1=zeros(N,1);wa2=zeros(N,1);en=zeros(N,1); for k=1:M wa1(:,1)=wa1(:,1)+w1(:,k); wa2(:,1)=wa2(:,1)+w2(:,k); en(:,1)=en(:,1)+e1(:,k); end n=1:N; subplot(221) plot(n,w(1,n),n,w(2,n));%作出单次计算权矢量的变化曲线 xlabel("n");ylabel("w(n)");title("w1(n)和w2(n)的单次变化曲线(线性预测，RLS)") subplot(222) plot(n,wa1(n,1)./M,n,wa2(n,1)./M);%作出100次计算权矢量的平均变化曲线 xlabel("n");ylabel("w(n)");title("w1(n)和w2(n)的100次平均变化曲线") subplot(223) plot(n,e(n,1).^2);%作出单次计算e^2的变化曲线 xlabel("n");ylabel("e^2");title("单次计算e^2的变化曲线"); subplot(224) plot(n,(en(n,1)/M).^2);%作出M次计算e^2的平均变化曲线 xlabel("n");ylabel("e^2");title("100次计算e^2的平均变化曲线");

首先理解一下你的意思输入（10mV）+放大（48dB，6dB步进）+带通（100～50KHz）+程控低通（1KHz～25KHz可变，步进1KHz，2fc 衰减8dB）不知道以上是否为你所需求？如果带通48dB ，2fc不超过40dB应该是衰减8dB 是这个意思吗？（这个需求是否太简单了，只需要2阶全极滤波器就可以实现） 如果正如上述所理解，那么你这个东西则不是很困难1， 程控放大可以采用两种方式实现 1.1 6dB=2倍，12dB=4倍,18dB=8倍,24dB=16倍,36dB,42dB,48dB 可以采用两级MAX5426来实现，第一级采用固定放大2倍 例如 6dB 第一级=2，第二级=1，第三级=1，总放大=2 12db 第一级=2，第二级=2，第三级=1，总放大=4 以此类推 1.2 直接采用模拟乘法器进行倍数放大（简单） 1.3 采用8路模拟开关进行选择（方法最简单，成本最低，但是性能最差，难以实现精准设置）2，低通滤波器，比较简单，MAXIM上有很多开关电容可编程滤波器。 完全可以实现你的10% ，例如MAX260，262，261等， 通过输入频率来调整低通截止频率设置。3，参数显示， 不知道你是什么意思， 可否理解一个LCD荧幕显示 你放大器的放大倍数设置，和低通的设置？这个就更简单了 既然程控应该会用MCU或者其他单晶片处理IC来控制，那设计一个 12864的荧幕不就OK了。只能给你一些参考的建议， 具体还需自己动手别人只能指导你来完成不能替代你来设计 方案图纸：http://hi.baidu.com/solank/blog/item/6d43cd590c0f8bd09c820447.html

程控放大器(ad603)2007-09-04 19:30本设计由三个模块电路构成:前级放大电路(带AGC部分)、后级放大电路和单片机显示与控制模块。在前级放大电路中,用宽带运算放大器AD603两级级联放大输入信号,输出放大一定倍数的电压,经过后级放大电路达到大于8V的有效值输出。ADUC812的单片机显示、控制和数据处理模块除可以程控调节放大器的增益外,还可以实时显示输出电压有效值。 本设计采用高级压控增益器件,进行合理的级联和阻抗匹配,加入后级负反馈互补输出级,全面提高了增益带宽积和输出电压幅度。应用单片机和数字信号处理技术对增益进行预置和控制,AGC稳定性好,可控范围大,完成了题目的所有基本和发挥要求。 方案论证与比较 1.可控增益放大器部分 方案一 简单的放大电路可以由三极管搭接的放大电路实现,图1为分立元件放大器电路图。为了满足增益60dB的要求,可以采用多级放大电路实现。对电路输出用二极管检波产生反馈电压调节前级电路实现自动增益的调节。本方案由于大量采用分立元件,如三极管等,电路比较复杂,工作点难于调整,尤其增益的定量调节非常困难。此外,由于采用多级放大,电路稳定性差,容易产生自激现象。 方案二 为了易于实现最大60dB增益的调节,可以采用D/A芯片AD7520的电阻权网络改变反馈电压进而控制电路增益。又考虑到AD7520是一种廉价型的10位D/A转换芯片,其输出Vout=Dn×Vref/210,其中Dn为10位数字量输入的二进制值,可满足210=1024挡增益调节,满足题目的精度要求。它由CMOS电流开关和梯形电阻网络构成,具有结构简单、精确度高、体积小、控制方便、外围布线简化等特点,故可以采用AD7520来实现信号的程控衰减。但由于AD7520对输入参考电压Vref有一定幅度要求,为使输入信号在mV～V每一数量级都有较精确的增益,最好使信号在到达AD7520前经过一个适应性的幅度放大调整,再通过AD7520衰减后进行相应的后级放大,并使前后级增益积为1024,与AD7520的衰减分母抵消,即可实现程控放大。但AD7520对输入范围有要求,具体实现起来比较复杂,而且转化非线性误差大,带宽只有几kHz,不能满足频带要求。 方案三 根据题目对放大电路的增益可控的要求,考虑直接选取可调增益的运放实现,如运放AD603。其内部由R-2R梯形电阻网络和固定增益放大器构成,加在其梯型网络输入端的信号经衰减后,由固定增益放大器输出,衰减量是由加在增益控制接口的参考电压决定;而这个参考电压可通过单片机进行运算并控制D/A芯片输出控制电压得来,从而实现较精确的数控。此外AD603能提供由直流到30MHz以上的工作带宽,单级实际工作时可提供超过20dB的增益,两级级联后即可得到40dB以上的增益,通过后级放大器放大输出,在高频时也可提供超过60dB的增益。这种方法的优点是电路集成度高、条理较清晰、控制方便、易于数字化用单片机处理。 2.后级固定增益部分 由两片AD603级联构成的前级放大电路,对不同大小的输入信号进行前级放大。由于AD603的最大输出电压较小,不能满足题目要求,所以前级放大信号需经过后级放大达到更高的输出有效值。 方案一 使用集成电路芯片。使用集成电路芯片电路简单、使用方便、性能稳定、有详细的文档说明。可是题目要求输出6V以上有效值,而在电子市场很难买到这样的芯片,而我们买到的如AD811,HA-2539 等芯片,虽然输出电压幅度能满足要求,但是很容易发生工作不稳定的情况。 方案二 使用分立元件自行搭建后级放大器。使用分立元件设计困难,调试繁琐,可是却可以经过计算得到最合适的输入输出阻抗、放大倍数等参数,电阻电容可根据需要更换,在此时看来较集成电路灵活。因此,我们决定自行设计后级放大器。 系统设计 1.总体设计思路 根据题目的要求,结合考虑过的各种方案,我们认真取舍,充分利用模拟和数字系统各自的优点,发挥其优势,采用单片机预置和控制放大器增益的方法,大大提高了系统的精度和可控性;后级放大器使用由分立元件设计的推挽互补输出放大器,提高了输出电压有效值。我们使信号都在单片机的数字算法控制下得到最合理的前级放大,使其放大倍数精确。图2所示即为本系统原理框图。 输入信号通过前级可控增益放大,放大倍数由单片机通过D/A转换提供的电压控制。AD603的Vg(=V1-V2)根据公式:增益GAIN=40×Vg+20(dB)来设定,而在AGC模式下,此控制电压Vg是由AGC电路的反馈电压得到,不受单片机控制。经过前级放大后的信号最后经过后级放大得到需要的输出信号,前级和后级增益的搭配,都是经过精确的测量和计算的。输出电压经峰值检波电路得到,反馈到单片机,经运算和线性补偿得到有效值,同时单片机推动数码管显示出来。 2.主要电路原理分析 (1)直流稳压电源 本电源采用桥式全波整流、大电容滤波、三端稳压器件稳压的方法,产生各种直流电压,如正负15V,正负5V等都可以买到相应的固定输出的三端稳压芯片,如LM7815、LM7805。而电子市场上没有我们要求的前级和后级放大器所需要的+10V和+30V固定输出的三端稳压器件,所以我们采用LM317T可变输出的稳压芯片,典型电路图如图3。 交流输入经过电容滤波后的稳定的直流电送到三端稳压集成电路LM317T的Vin端。LM317T是这样工作的:由Vin端给它提供工作电压以后,它便可以保持其+Vout端比其ADJ端的电压高1.25V。因此,我们只需用极小的电流来调整ADJ端的电压,便可在+Vout端得到比较大的电流输出,并且电压比ADJ端高出恒定的1.25V。 在LM317T的ADJ端加一个接地的滤波电容,会使纹波抑制比大幅度地提高,给高频小信号运算放大器提供非常稳定的电源。二极管的作用是当有意外情况使得LM317T的输入电压比输出电压还低的时候防止从输入端上有电流倒灌入LM317T引起其损坏。其电源电路见本刊网站。 (2)前级放大器和AGC AD603为单通道、低噪声、增益变化范围连续可调的可控增益放大器。带宽90MHz时增益变化范围为-11～+3ldB;带宽为9MHz时为9～51dB。增益变化范围可分三种模式进行控制:当 5脚与7脚断开时,增益变化范围为9～51dB,当5脚与7脚短接时,增益变化范因为-11～+3ldB,当5脚与7脚之间接一电阻时,可使增益变化范围进行平移。 AD603的简化原理框图如图4所示,它由无源输入衰减器、增益控制界面和固定增益放大器三部分组成。图中加在梯型网络输入端(VINP)的信号经衰减后,由固定增益放大器输出,衰减量是由加在增益控制接口的电压决定。增益的调整与其自身电压值无关,而仅与其差值Vg有关,由于控制电压GPOS/GNEG端的输入电阻高达50MΩ,因而输入电流很小,致使片内控制电路对提供增益控制电压的外电路影响减小。以上特点很适合构成程控增益放大器。为了增大控制范围,我们采取两级AD603级联的方法,如图5所示。 使用AD603制作前置放大器时,主要考虑了共模干扰问题。前置放大器采用单端输入方式,这时要求运算放大器的另一个输入端与信号输入端阻抗平衡,否则在相位相同的电磁干扰情况下,将产生共模信号输出。 AD603输入阻抗为100Ω,低的输入阻抗将带来如功率、阻抗匹配等若干问题,因此我们在输入前级用三极管搭设了射极跟随器,用以提高输入阻抗。根据公式:Rin≈βRe,我们取β=150的高频三极管,取Re=1kΩ,使输入阻抗大于150kΩ。 有时由于接收环境的不同、外界干扰的影响,接收到信号的强弱可能变化很大。特别是传输图像信号时,由于频带宽、电磁干扰严重,不可能无畸变地远距离传输。当信号较弱时,图像的对比度变小,清晰度差且同步不稳定,无法成像;当信号较强时,会使后级接收端放大器进入饱和区和截止区,导致信号严重失真,而且还会将同步脉冲切割掉,得不到良好的图像。 为了较好地解决这个问题,可使用自动增益控制电路,即AGC电路。它取出放大器输出的峰值作为增益的控制电压,使最终输出的电压信号保持在某一峰峰值之间,输出较稳定的视频信号。 在图5中,两级AD603可构成具有自动增益控制的放大电路,图中由2N3904和R7组成一个检波器,用于检测输出信号幅度的变化。由C11形成自动增益控制电压Vagc,流进电容C11的电流为2N3906和2N3904两管的集电极电流之差,而且其大小随第二级AD603输出信号的幅度大小变化而变化,这使得加在两级放大器1脚的自动增益控制电压Vagc随输出信号幅度变化而变化,从而达到自动调整放大器增益的目的。 为了去除50Hz工频干扰和其它低频干扰,我们在两级AD603中作了巧妙的处理,级间加入的串联电容可以与AD603的输入阻抗形成一个高通滤波器,转折频率为1/2πRC,其中R为AD603的输入阻抗100Ω,C为典型的104磁片电容,得结果约15kHz,经测试正好满足衰减3dB起始点为10kHz,从20kHz开始幅频特性曲线平坦的要求。 (3)手动增益预置和控制的实现 开环增益手动控制的基本思路是由单片机数字程控,经D/A转换产生控制输出电压,加到图5中两块AD603的1脚来控制。我们本想利用ADUC812单片机自带的D/A转换功能,但经实践发现其D/A输出很不稳定,难以滤除,而控制电压要求纹波非常小,否则就会给输出信号带来很大噪声。故我们改变了设计,考虑使用电阻网络AD7520进行控制,其原理如图6所示。单片机通过74LS373给AD7520赋值,电阻R0用于调节AD7520的参考电压,从而由AMP1得到D/A结果,再由AMP2幅度搬移至前放所需的控制电压-0.5～+0.5V之间,提供给AD603。 (4)后级放大原理 图7为后级放大电路图,它是PSPICE 电路仿真时候的电路图, 可见本电路是一个典型的单电源供电的对称互补电路。三极管选用的是B649A和D669A高频孪生对管,T1、T2组成前置放大级,T3、T4组成对称输出级。在输入信号为0时,调整R1的阻值,可以供给三极管适当的偏置,从而使R9和R10间的电位为Vcc/2。 静态时,通常输出点电位为Vcc/2,为了保证电路工作点的稳定性,我们使用R9、R10和C5将输出端和T1、T2输入端相连,以引入负反馈。 晶体管的ft在很大程度上决定了放大器的带宽。因为有源负载的频率特性和噪声特性较差,因此我们在电路中采用电阻做负载。使用分立元件制作后级放大器时,在指标允许的情况下,我们尽量降低输入阻抗,以减少空间辐射带来的干扰。 (5)峰值检波电路 图8为峰值检波电路。峰值检波有两种方案,第一种是使用AD637。 AD637真有效值检测器将输出的交流信号取样回来转换为直流,经过单片机的A/D转换后,显示在数码管上。输入电压不大的时候,AD637尚可正常工作;但是,当输出为最大到8V有效值的电压时,AD637工作将不正常,并且,随着频率的不同,AD637的工作状态会有所不同,所以不宜使用。另一种方案是,取样回来的输出电压经过二极管和电容进行峰值检波,并经过高精度运算放大器进行衰减和保持后输入A/D转换器转换为数字信号进行显示,这样精度可以得到保证,不过会有一定的管压降,使用检波用肖特基二极管大概会有0.2V压降,完全可以通过单片机进行显示上的补偿。 (6)单片机系统 单片机是整个放大器控制的核心部分,它主要完成以下功能:接收用户按键信息以控制增益;接收峰值检波电路的反馈电压以计算有效值;对AD603的增益控制电压进行控制。程序流程图如图9所示。各个功能由不同的模块实现: 键盘检测模块 记录用户对键盘的操作,将设定的增益数值记录下来。 控制电压模块 根据用户对增益的设置,查表得到对D/A转换器的控制字串,输出给D/A转换器以产生精确的控制电压。 有效值模块 由于输入输出是标准的正弦信号,峰值检波电压值根据经验公式Vmax=√2Vrms计算,并经过线性修正得到有效值,经测试显示误差不超过0.5%。 显示模块 按用户需要将预置增益值或者有效值显现在数码管上。 总 结 通过对输入输出、频带、增益、AGC等各方面的测试,我们得到了如附表所列的性能。 专家点评:作品包括模拟和数字两大部分,采用集成电路与分立元器件结合的方案,集中了各自优势,收到设计简单、性能优良、实现较容易等效果。其中模拟前端由两块高性能集成宽带、低噪声可变增益放大器AD603级联而成,负责信号放大并与单片机电路配合实现了增益控制;后级功率输出模块采用分立元器件构成,得到较高的输出电压范围;系统控制模块以ADUC812单片机为主,可完成增益设定、电压有效值计算和相关信息显示等功能。 系统采用电压反馈控制方式实现了自动增益控制,AGC范围较宽。设计与制作中利用数模隔离、电源隔离、滤波和去耦等技术,以及PCB板合理布线、级间阻抗匹配和软件算法误差补偿等措施,有效减少了噪声和干扰的影响,同时提高了系统的稳定性。 设计方案论证充分,各级电路参数确定、阻抗匹配设计合理;系统完成的功能完备,增益、带宽等主要指标均达到题目的要求。 设计中还应进一步注意高频放大器增益与带宽之间的关系,从题目要求出发,二者兼顾,以获取更好的带宽性能。 点评专家 刘开华,天津大学电子信息工程学院教授,全国大学生电子设计竞赛专家组成员。

找07年电子大赛的论文就是啊

　　1.电力谐波在高压中压低压都会产生（跟电压等级无关，只是跟处理方法有关）　　2.有源滤波器与无源滤波器的区别：有源滤波器是指用晶体管或运放构成的包含放大和反馈的滤波器， 无源滤波器是指用电阻/电感/电容等无源元件构成的滤波器。 在小信号下都有 EMC 问题， 当然有源滤波器要考虑供电电源的 EMC 问题， 而无源的就没有电源问题了。　　3.无功、有功与谐波的关系：相互制约相互依存　　4.有源滤波器能检测什么样的电力谐波：　　有源电力滤波器是一种新型的电力电子装置，可以对电力系统中的谐波进行补偿。和传统的谐波补偿方法相比，有源滤波器具有巨大的技术优势和良好的发展前景。由于有源滤波器具有实时性和准确性的工作特点，如果再结合信号处理和控制技术等学科的优点，就可在实现对有源电力滤波器功能优化的同时，提高有源电力滤波器的性能。瞬时无功功率理论在电力有源器中获得了成功的应用。但是由于瞬时无功功率理论需要两次坐标变换，会使控制系统的计算量非常之大，会出现计算延时，并不能实现真正意义上的瞬时控制。本文主要研究了谐波实时快速检测问题。 1.提出了一类基于重采样和均值滤波的谐波检测法。本文首先从瞬时无功功率理论入手，分别讨论了应用于三相和单相电路的瞬时无功功率理论，分析了瞬时无功功率理论的本质，提出了基于重采样和均值滤波的谐波检测法。该滤波器为一具有线性相位的有限冲激响应（FIR）数字滤波器，可以使得应用于三相电路的控制系统在三分之一个周期处就跟随电网的变化，单相电路的控制系统在一个周期处就跟随电网的变化；重采样理论将被测量信号频谱分成有效信号频谱和无效信号频谱，提出了有效信号频谱不允许混叠，无效信号频谱允许混叠的采样频率确定新方法。　　5.FIR.IIR模拟滤波器能检测什么样的电力谐波？如何检测？　　0 引言　　近年来，有源滤波器已成为电力系统研究领域中的热点。在各种电力有源滤波器中，基波或谐波检测是一个重要的环节。目前研究最为广泛的基波或者谐波检测方案，是基于瞬时无功功率理沦的谐波检测方法，这种方法要用到低通或高通滤波器，滤波器阶数越高，检测精度越高，动态过程就越长，即存在检测精度和检测实时性的矛盾。而传统的离散傅立叶变换由于固有的一个周期延迟。并且计算量大，被认为不能实时补偿电力系统谐波。　　基于数字带通滤波器的谐波检测是一种很好的瞬时谐波检测方法，可以准确有效地从负载电流中分离出基波分量。本文通过分析和实验证明了这种方法的可行性，并且讨论了带通滤波器的设计方法。　　1 模拟和数字带通滤波器的比较　　模拟带通滤波器一般是用电路元件（如电阻、电容、电感）来构成我们所需要的频率特性电路。模拟带通滤波器的原理是通过对电容、电阻和电感参数的配置，使得模拟滤波器对基波呈现很小的阻抗，而对谐波呈现很大的阻抗，这样当负载电流信号通过该模拟带通滤波器的时候就可以把基波信号提取出来。目前，有些有源滤波器利用模拟电路实现带通滤波器检测负载电流的基波分量，并且在实际中得到了应用。　　但是，模拟带通滤波器也有一些自身的缺点。这是由于模拟滤波器的中心频率对电路元件（如电容，电阻，电感）的参数十分敏感，较难设计出合适的参数，而且电路元件的参数会随外界环境的干扰发生变化，这会导致中心频率的偏移，影响滤波结果的准确性。　　数字带通滤波器就是用软件来实现上面的滤波过程，可以很好地克服模拟滤波器的缺点，数字带通滤波器的参数一旦确定，就不会发生变化，只要电网的波动频率在我们设计的范围之内，就可以比较好地提取出基波分量。　　2 基于带通滤波器的谐波检测原理　　以二阶带通滤波器为例，二阶带通滤波器传递函数的典型表达式为　　式中：ωo=2πfo，是中心角频率，fo是中心频率；Q是品质因数。　　当ω=ωo时，H（iωo）=1。这说明带通滤波器在中心角频率ωo处的幅值尤衰减，相位无延时，这是带通滤波器的重要特性。这一特性保证了基于带通滤波器的谐波检测方法的准确性。　　在有源滤波器里我们选择带通滤波器的中心频率fo为50Hz，则带通滤波器对基波幅疽无衰减，相位无延时，其它次谐波均被滤除，这就能实时地检测出基波。负载电流ia、ib、ic通过带通滤波器得到三相的基波电流ia1、ib1、ic1，用负载电流减去基波电流即可得到三相的谐波电流iah、ibh、ich。据此，谐波电流检测原理如图1所示。这种检测方法不需要坐标变换，只需要对三相电流分别进行带通滤波，大大减少了计算量。　　3 数字带通滤波器的设计与实现　　数字滤波器根据其类型可以分为IIR型和FIR型。PIR型只有零点，不容易像IIR型那样取得比较好的通带与阻带特性。所以，在一般的设计中选用IIR型。IlR型又可以分成Butterworth型滤波器，Chebyshev I型滤波器，Chcbyshev Ⅱ型滤波器和椭圆型滤波器等。MATLAB工具箱里面的数字滤波器设计工具FDATool可以帮助大家方便地选择和设计所需要的数字滤波器。　　数字带通滤波器的主要参数包括阶数、滤波器类型、两个截止频率等。高阶滤波器的阻带衰减特性很好，但是，阶数高了之后难以实现。而对于有源滤波器来说，基波和主要谐波的频率相隔比较大，所以对阻带衰减率的要求不是很高，选用2阶滤波器就可以满足条件；又因为Buttermorth滤波器在通带内特性较平，而且实现起来比较简单，经综合考虑后，选用2阶Butterworth带通滤波器。　　滤波器截止频率的选取和品质因数Q密切相关。Q越大，对谐波衰减越快，经带通滤波器提取出的基波分量越精确；但是，Q越大，带宽越小，动态响应速度会越慢，还会使数字滤波器的参数相差倍数过大，将增高对字长的要求。带通滤波器的通带宽度BW=ωo／（2πQ）=fo／Qofo是系统的中心频率。这里我们Q取在5左右，使得带宽大概在10Hz左右。选取两个截止频率分别为45Hz和55.6Hz。这里要注意的是。由于带通滤波器的幅频特性的不对称性，中心频率并不是两个截止频率的平均值。两个截止频率的选取标准是保证50Hz中心频率的相移为O并且幅值没有衰减。根据上面的标准设计出滤波器传递函数为　　滤波器的幅频和相频特性如图2及图3所示。　　带通滤波器的实现就是在DSP芯片中实现式（2）的传递函数，为了便于程序实现，将式（2）改成差分方程的形式，如式（3）所示。　　y（n）=0.003319x（n）-0.003319x（n-2）+1.9924y（n-1）-O.9934y（n-2） （3）　　用DSP实现上面的差分方程主要是用3个存储器单元来保存x（n），x（n-1），x（n-2）的值，3个存储单元存储y（n），y（n-1），y（n-2）的值，在每一次中断程序中根据式（3）更新这6个存储单元的数值，最后输出的y（n）就是滤波之后的基波数值。如果采用其他形式的滤波器所需要的中间存储单元的数目可能是不一样的，要根据差分方程里面x（n）和y（n）的项数来确定。　　如果带通滤波器程序是在定点DSP实现的话，还要注意滤波器系数的小数点位置选择。数字滤波器系数对滤波器性能影响非常大，一旦滤波器参数相差哪怕是很小一点，滤波器的输出就可能和正确数值相差很远，有时候还可能会使得系统不稳定，所以，应该尽量把系数放大之后冉计箅。这里我们根据3个系数（0.003319，1.9924，O.9934）和DSP（16位定点）的特点，把所有的系数都放大214倍，滤波运算结束之后再缩小214倍，使汁算的结果尽量准确。在滤波器实现中要根据滤波器系数来选择适当的放大倍数，原则就是尽量用满处理器的位数（这里就是16位），这一点非常重要。　　4 系统仿真和试验结果　　实验系统为三相并联型有源滤波器。检测部分的框图如图4所示，其中虚线部分是直流侧电压控制部分。系统的原理是：首先，负载电流通过带通滤波器之后得到基波电流ia1、ib1、ic1；然后，叠加上维持直流侧电压所需要的有功电流△iap、△ibp、△icp，再从总的负载电流中减去这部分电流，得到的就是三相指令电流值；最后，对指令电流值进行PI调节控制逆变器的输出，将谐波电流反相注入电网，使得电网的电流基本为正弦波。　　系统仿真采用MATLAB里面的Simulink模块，仿真的结果如图5所示。从图5可以看出，补偿之后的电网电流比补偿以前的电流波形大大改善。　　实验样机容量设计为6kW，输入电压为三相380V，负载为三相不控整流桥。控制部分以TI公司的TMS320LF2407 DSP为核心，负责谐波电流计算和PWM输出控制。　　程序主要部分是在AD采样中断里面完成的，在AO中断程序里，首先根据三相的电压和电流采样数值，利用式（3）计算出滤波以后的电流，再汁算出指令电流值，最后通过PI调节之后送给PWM发生电路，控制逆变器的输出。　　图6是程序的中间计算结果，图中1为DSP采样的电网电压，2为DSP采样的负载电流，3是负载电流通过带通滤波器得到的基波分量，从图6中可以看出，带通滤波器可以很好地分离出负载电流的基波分量。　　图7为系统的实验波形，其中图7（a）为有源滤波器投入前的电网电压和电流波形，图7（b）是有源滤波器投入后的电网电压和电流波形，从图7（b）可以看出，基于带通滤波器的有源滤波器能起到很好的谐波抑制作用。　　5 结语　　本文提出了一种基于带通滤波器的谐波检测方法，并通过仿真和实验验证了这种方法在并联型有源滤波器中应用的可行性。得到的主要结论如下：　　1）利用带通滤波器可以比较好地检测出负载电流中的基波分量；　　2）由于滤波器负载电流一般没有偶次谐波，如果是三相对称系统也没有3次以及3的倍数次谐波，所以，只要带通滤波器的中心频率是50Hz，带宽对系统的影响不是很大，但是，带通滤波器的相频特性对系统的影响比较大；　　3）试验证明基于带通滤波器的并联型有源滤波器可以有效抑制电网的谐波电流，但是，这种方法的缺点是它不能同时补偿无功功率。

避免频谱交叠产生的混叠现象，稳定的模拟滤波器经双线性变换后的数字滤波器一定是稳定的

在PSOC中同样也面临混叠高频噪声问题,用数字滤波有时很难达到更高的AD稳定位数,这时模拟解决方法更有效,在AD转换器前的低通滤波器即可解决,不管用片内的还是片外加无源滤波器,效果还是不错的,建议设计时优先预留硬件设计空间不吃亏,而且这种优势在PSOC中有更好体现

脉冲响应不变法是一种时域上的转换方法，这种方法适用于系统函数可以用部分分式分解成单阶极点和滤波器是一个带限系统的情况，它使数字滤波器的冲击响应h(n)等于模拟滤波器的单位冲击响应ha(t)的采样值数字滤波器的脉冲响应与模拟滤波器的脉冲响应相似。以时问问隔T对其进行采样，得到h(n)，经过z=esT式的映射，可知:s平面的左半平面映射为z平面的单位圆内，因此一个因果的和稳定的模拟滤波器映射成因果的和稳定的数字滤波器。脉冲响应不变法是使数字滤波器在时域上模仿模拟滤波器，由于s平面到z平面的多值映射关系，会导致数字滤波器频率响应出现混叠现象。

这种情况需要用中心频率50Hz 限波宽度1~5Hz的限波滤波器。你指的“方波 频率 0.05Hz 到 35Hz之间 变化”这个只是方波的基波变化范围，方波的奇次谐波频谱可以覆盖整个频域，只不过随着频率的增大幅值越小。对于你现在这种情况，滤波后只能逼近方波，但不会是标准的方波。

考啊 建议准备一下

【答案】：开关电容滤波器容易集成，滤波器参数例如截止频率等设置容易。缺点是输出噪声较大，有时还会出现频谱混叠现象。

抑制高频干扰

脉冲响应不变法优点：1，模拟频率到数字频率的转换时线性的。2，数字滤波器单位脉冲响应的数字表示近似原型的模拟滤波器单位脉冲响应，因此时域特性逼近好缺点：会产生频谱混叠现象，只适合带限滤波器双线性变换法优点：克服多值映射得关系，可以消除频率的混叠缺点：是非线性的，在高频处有较大的失真。

由于正弦波是单一频率信号。可以采取下述措施： 1、可以在AD输入根据信号频率加一个带通滤波器和一个抗混叠的低通滤波器，或者共用一个低通滤波器。 2、如果滤波器对有用信息造成了不可忽视的衰减，可以根据滤波器的幅频响应特性及信号频率在dsp中做补偿。 3、输出加一个低通滤波器或积分器，消除DA量化时造成的“小台阶”，低通滤波器的截止频率应该高于信号频率，远远低于DA的转换频率。

脉冲响应不变法优点：1，模拟频率到数字频率的转换时线性的。2，数字滤波器单位脉冲响应的数字表示近似原型的模拟滤波器单位脉冲响应，因此时域特性逼近好缺点：会产生频谱混叠现象，只适合带限滤波器双线性变换法优点：克服多值映射得关系，可以消除频率的混叠缺点：是非线性的，在高频处有较大的失真。

脉冲响应不变法优点：1，模拟频率到数字频率的转换时线性的。2，数字滤波器单位脉冲响应的数字表示近似原型的模拟滤波器单位脉冲响应，因此时域特性逼近好缺点：会产生频谱混叠现象，只适合带限滤波器双线性变换法优点：克服多值映射得关系，可以消除频率的混叠缺点：是非线性的，在高频处有较大的失真。

电滤波器是由电路元件相互连接构成的一种选频网络。从1915年Wagner和Campbell分别首次提出滤波器的概念以来，滤波器经历了无源分立RLC元件、集成线性元件/混合集成电路和单片全集成电路的发展历程，取得了长足的进步。今天，滤波器已遍及整个电子工业、通讯工程、仪器仪表、控制和计算机科学领域。 随着滤波器理论的发展，特别是1977年美国加州大学Berkeley分校的学者组成的研究小组集成了第一片单片MOs开关电容滤波器，开关电容滤波器成为了滤波器理论中十分活跃的分支，受到了电路理论工作者和集成电路设计者的广泛关注。 开关电容滤波器(SCF)电路其核心部分由模拟开关、电容器和运算放大器组成，其传输函数系统特性取决于电容容量比的准确性，易于用MOs工艺实现。因此，70年代末，MOS工艺发展迅速，MOs器件在速度、集成度、相对精度控制和微功率等方面都有独特的优势，为开关电容滤波器电路的迅速发展提供了很好的条件。 国际上，70年代末至80年代中是SCF大发展时期，完成了从原理、结构探讨至工业化过程，并被广泛应用于通讯等领域。国内在70年代末至80年代初，高校与研究所亦对SCF开发投入了大量人力物力，取得不少成果。进入90年代后期，高水准工艺线在国内陆续建成，急需系统的开关滤波器设计、分析技术，以便设计具有我国自主知识产权的电子产品。目前，开关电容滤波器正向着集成度更高，功耗更低以及精度更好的方向发展，出现了很多的新方法来设计低电压、低功耗、低电容比和运放增益灵敏度的SC滤波器。而随着开关电容滤波器设计技术的日加成熟，开关电容滤波器的应用也更加广泛.从无限通讯到视频应用，再到集成电路设计，开关电容滤波器都越来越多的发挥着重要的作用。 基本原理1972年，弗雷特提出了用开关和电容模拟电阻的SC电路的理论即当时钟频率远大于信号频率时，有R=1/fCCR其中fC为时钟频率。对于图(a)的开关电容电路， 当电容CR充电至V1时，充电电荷Qi=CRV1;当电容CR转接到V2时，它得到的电荷为Q2=CRV2，因此，从V1传到V2的电荷为。当开关s的摆动频率fc远大于信号频率(即fc>> 2лf)时，V1和V2两端的信号可被视为不变:由此可得电节点间的等效电流。 这表明图(a)中的开关电容可近似为电阻。图(c)是使用MOs方法来实现这种等效的电路。这种用开关电容解决了连续时域集成滤波器设计中的两个主要问题: 1. RC时间常数由电容和时钟常数确定: 由于电容比的精确度可达到0.1%，而且，由晶体时钟发生器产生的时钟频率准确且稳定，所以，频率参数可以精确的得到，无需再设计调谐系数。 2.由公式可以看出lOMΩ电阻可由1pF的电容和100kHz的时钟 频率近似，所占的芯片面积只是(5008m)2，因此，这种开关电容方法大大简化了芯片面积。 开关电容电路省去了离散信号处理器中的A/D和D/A转换器，因此，可以用z变换的方法处理开关电容网络。在实际工作中，为避免频谱混叠，常在采样器前加一个保护性的反混叠滤波器:在开关电容滤波器后加一个重建滤波器以恢复输入信号;如果采样/保持过程中产生了幅度偏差，还需要加上一个Heq(s)=1/Hsih(s)的幅度均衡器。完整的开关电容滤波器网络如图所示。

近年来，滤波器组技术在语音编码、图像变换、通信信号处理、雷达等方面得到了广泛应用。虽然滤波器组技术在不同的应用场合有着不同的结构，但其基本原理都是通过分析滤波器将输入信号从频域分解为子带信号。经处理后通过综合滤波器将子带信号合成为原信号。滤波器组的研究已经受到了人们的广泛重视。子带信号处理从提出概念到今天大约30年的历史，期间经历了以下几个阶段：（1）提出概念阶段滤波器组的研究最早起源于20实际70年代，主要应用于多速采样，减少计算复杂度以及减少传输数据率和存储单元的要求。开始受到人们的关注时期是在1980年，提出了两通道正交镜像滤波器组（Quadrature Mirror Filter,简称 ）。由于子带滤波器中存在分析/综合滤波器，上下采样器，所以子带重建信号一般存在三种失真：幅度失真，相位失真和混叠失真。一般存在混叠失真的滤波器组是线性周期时变系统，而完全消除混叠失真的系统是线性时不变系统。如果滤波器组的输出是纯延时的，则称为准确重建系统。（2）基本理论发展的初步阶段在1986年，Smith和Barnwell提出的共轭正交滤波器组首次实现了准确重建。在1986年由Vetterli和在1987年由Vaidyanathan分别独立研究了滤波器组的准确重建条件，并将两通道子带延伸到 子带。他们引入了多相位分量分析滤波器组的方法使得滤波器组的设计和分析大大简化，从而推动了这一学科的发展。特别是Vaidyanathan，他和他的研究组提出了 无损系统的晶格结构，用于设计准确重建的正交滤波器组，可以实现功率互补的滤波器组，简化了滤波器的优化设计。这些极大地推动了滤波器组的理论和应用的发展。（3）丰富完善理论阶段20世纪80年代末到90年代中期，小波分析研究成为热点。小波的多分辨分析理论研究表明，满足一定正则条件的滤波器组可以迭代计算出小波，Mallat 提出了双尺度方程以及塔式分解算法，这些成果将滤波器组和小波紧密联系在一起，使得滤波器组与小波理论及设计有了非常紧密的联系。众学者开始重视利用滤波器组设计小波，以及滤波器组自身理论的研究。在此期间，众人公认的最有代表性的人物是Vaidyanathan P.P.，他系统地提出了 通道正交滤波器组的理论，他将当时的研究成果汇集成册，成为当时将从事此领域研究者的必读之书。按照滤波器组所具有的特点，滤波器组分成如下几类：（1） 带均匀滤波器组自从引入多相位分量分析滤波器组后，许多学者开始了在这方面的研究。余弦调制 带滤波器组的出现是一次重要飞跃。得出了准确重建条件并用格形结构进行了实现。大大简化了 带滤波器组的设计而且出现了类似 的快速算法，即快速离散余弦变换。本文也将主要介绍余弦调制滤波器组的研究和设计。用调制的方法实现 带滤波器组的方法得到广泛的应用。其中突出的设计方法有：非余弦任意正交调制的 带滤波器组，扩展高斯函数的余弦调制滤波器组，用 调制的 带滤波器组等。（2）线性相位滤波器组在某些应用中希望滤波器组是线性相位的，所以线性相位的滤波器组成为了人们研究的热点之一。线性相位一般是通过 滤波器实现的，所以由 滤波器做原型滤波器的滤波器得到了广泛的研究。自从1993年， 通道线性相位正交滤波器组理论诞生以后，余弦调制滤波器组被延伸到线性相位滤波器组领域，从而大大简化了线性相位滤波器组的设计，后来提出的用矩阵分解的方法设计线性相位的两通道滤波器组使得设计更加简洁。而后研究的任意长度任意通道的线性相位滤波器组的理论、结构、及设计方法更具一般性。（3）过采样滤波器组当采样因子 小于通道数 时，称为过采样滤波器组。与临界采样滤波器组相比，它具有如下优点：（1）增加了设计的自由度，准确重建条件比较容易满足。（2）增加了系统抗噪声能力。（3）可以设计任意时延的滤波器组。（4）方便设计线性相位滤波器组。现今，滤波器组的应用已经得到了人们的广泛关注。在滤波器组的一些应用中在要求滤波器组能够实现准确重建的同时，每一个滤波器具有线性相位特性。但一般滤波器组有些无法实现线性相位的条件，有些虽具有线性相位却不能准确重建，有些又对原型滤波器的阶数有所限制，即使能够实现准确重建和线性相位这两个条件，但其低通原型滤波器却不使线性相位的（即不是有限序列 滤波器）。还有一部分滤波器组能满足以上条件却不是余弦调制的。余弦调制滤波器组技术能够实现准确重建和线性相位的完美结合，而其低通滤波器也是有限序列的。在准确重建 和计算复杂度之间有着良好的折衷性能。同时，由于余弦调制滤波器组有很高的实现效率和很低的资源消耗，因此它得到了广泛的应用。余弦调试滤波器组可以表现为如下的形式：其中 和 分别为分析和综合滤波器。而 则为低通原型滤波器。可以看出分析/综合滤波器都是通过对原型滤波器的余弦调制来实现的。这使余弦调制滤波器组具有鲜明的特点。首先，分析滤波器组和综合滤波器组是通过恰当的调制手段优化一个或两个原型滤波器产生的，使整个系统的实现更为高效；另外，整个系统的设计和优化可集中到设计和优化一个原型滤波器上。故设计和优化低通原型滤波器是设计余弦调制滤波器组的关键。在过去的几十年里，人们对于原型滤波器的研究发展了众多的设计方法。其中的Parks-McClellan的Chebshev近似设计方法，由于其广泛适用性和通用的设计程序，倍受人们的青睐。Parks-McClellan方法是基于最小最大误差判据，它使得设计的滤波器响应与期望滤波器响应之间的最大误差最小化，但是忽略了误差能量。在许多应用领域，阻带能量最小化是至关重要的。如在多速率信号处理中，常用窄带滤波器组将宽带信号分解成一组窄带信号，这就要求所设计的窄带滤波器具有较小的阻带能量，以减少阻带频率的泄漏信号对有用信号的干扰。同时，通常这类算法包含了较费时的矩阵求逆运算或复杂的迭代计算，从而增加了滤波器设计的复杂性，特别是在设计高阶滤波器时所需计算量往往很大。最小二乘设计法是减小阻带能量的一种有效的设计途径。但基于最小二乘设计法滤波器常常会出现Gibbs效应，即在某些频率点上阻带增益很大。这对抑制出现在这些频率点上的干扰信号是极其不利的。由此可见：虽然余弦调制滤波器组的理论研究已经相对成熟，但在实际操作时很难找到完整的设计算法，其低通原型滤波器组 的设计成为应用的瓶颈。因此，展开对余弦调制滤波器组的低通原型滤波器的各种优化设计算法的研究，借此完善对余弦调制滤波器组的研究，具有非常重要的理论和实际应用价值。近年来,滤波器组技术在语音编码、图像变换、通信信号处理、雷达等方面得到了广泛应用。虽然滤波器组技术在不同的应用场合有着不同的结构，但其基本原理都是通过分析滤波器将输入信号从频域分解为子带信号。经处理后通过综合滤波器将子带信号合成为原信号。在很多实际应用中，人们希望对信号进行分析时，在不同的时频段有不同的分辨率，所以要求滤波器组中的滤波器所占有的带宽是非均匀的。许多学者研究了非均匀滤波器组的理论和设计方法。Koilpillai等研究了非均匀滤波器组的准确重建条件，Cox提出合并均匀滤波器组实现非均匀滤波器组的思想，但当时由于没有出现准确重建的 带均匀滤波器组的设计方法，他所设计的非均匀滤波器组是近似准确重建的。而后的一段时间里，人们研制出了共轭正交滤波器组，从而首次实现了准确重建。共轭正交滤波器组是基于均匀滤波器组的理论而实现的。但很显然，共轭正交滤波器组有其致命的缺点：虽然它实现了准确重建和线性相位，但其各自通道滤波器却是非线性相位的（即其序列是 的）。近年来，余弦调制滤波器组得到广泛关注，它具有易于设计和实现复杂度低两个重要特点。在设计方面，仅需设计其低通原型滤波器。实现上，可以通过一组两通道无损格形滤波器和离散余弦/正弦变换快速实现。典型地，尽管 带精确重建余弦调制滤波器组的原型滤波器是线性相位的，但它的各子带分析、综合滤波器以及与滤波器组相应的 带小波不具有线性相位特性。通过允许两个子带滤波器占有相同的频带，人们提出了 带准确重建均匀余弦调制滤波器组 ，其中低通原型滤波器和各子带滤波器均是线性相位的，这一问题迎刃而解。余弦调制滤波器组可以通过格形结构（格形滤波器组的思路就是将多相位矩阵 分解成为一系列级联的块矩阵，并且在分解的同时，用 条件来约束 的形式，从而从结构上保证了滤波器组的 特性）进行准确重建，并同时具有线性相位的原型滤波器，由此简化了线性相位滤波器组的设计。余弦调制滤波器组的出现在这一领域内可以说是一个重大的突破，其技术将在可以预见的将来越发成熟，得到更大的发展和应用。就理论而言，原型滤波器的一般设计可由如下公式表示：其中 低通原型滤波器的傅立叶变换。而具有准确重建条件的原型滤波器又可以表示成如下形式：其中 为阻带截止频率。由此可见：余弦调制滤波器组的低通原型滤波器的设计就是基于以上的表达式而建立的。20 世纪90 年代初，Koilpillai和Vaidyanathan就余弦调制滤波器组准确重建的充要条件提出了一种格形实现。 的分析/综合滤波器组都是由一个具有线性相位特性的原型滤波器经余弦调制而得到的滤波器。其准确重建性可由格形结构保证,即使格形系数量化也可重建，因而具有很好的稳健性。随着多速率滤波器组和调制滤波器组的准确重建理论的建立，准确重建 的 已成为一种最佳滤波器组。然而这种格形滤波器组的耦合系数是通过最小化原型滤波器的阻带能量来求得的。但它的目标函数是优化参数的高度非线性函数，由于这是一个严重非线性优化问题，求解非常困难；另外，Koilpillai和Vaidyanathan采用Kaiser窗方法直接设计高阻带衰减的原型滤波器，这是一种单参数的优化方法，其最优参数是通过在一定区间内全部搜索(而不是迭代) 得到的，因而计算效率较低，故利用此方法难以设计出具有高阻带衰减的精确重建 (一般阻带衰减在-40 左右)。而Nguyen通过直接优化原型滤波器的系数使阻带衰减达到-100 左右，该方法采用的是有约束的多参数非线性优化，因而计算非常复杂。Creusere和Mitra提出了一种单参数的优化方法，直接设计具有很高阻带衰减的原型滤波器。当 增加时，该方法的运算量明显增加。而对于本课题来说，旨在研究余弦调制滤波器组的原型低通滤波器组的设计方案。这一课题在当今学术界也正受到广泛的关注。如上所述，一般有格形法，Parks-McClellan方法，Kaiser窗方法，正交镜像法，最小平方逼近法，最佳一致逼近法，多相位分解法等等。还有利用黄金分割和牛顿迭代的方法解决非线性约束优化极值问题的。这些方法都是在余弦调制滤波器组的原型低通滤波器组的研究中比较先进的方法，从某种程度上讲，它们也代表了这一研究方向的发展趋势。

数字滤波器的采样速率就是： 它是采样信号的频率，就是每秒钟采集多少个点（数据）。输入信号的频率的关系表现在：使用采样频率Fs倍数的载波频率对输入信号谱进行调制（即0、Fs、2Fs、3 Fs等等）。为了确保这些经调制的输入信号谱之间不互相重叠，导致混叠，采样速率必须大于信号包含最高频率的两倍（即2Fmax），这就是奈奎斯特速率。相反，如果输入信号具有高于Fs /2（也称为奈奎斯特频率）的频率成分，这些成分将进入欠奈奎斯特频率区域，在混叠部分检测出感兴趣的信号尤为困难。混叠效应表现为噪声和信号失真。为了抗混叠，在ADC采样之前，需要对高于奈奎斯特频率的成分进行衰减，数据采集设备的模拟前端通常使用模拟低通滤波器。对这些滤波器往往有严格的要求，比如具备砖墙特性，包括快速衰减、平稳通带等。

理想情况下用调制后的信号为fs(t)=∑f(nTs)*δ(t-nTs) (n从负无穷到正无穷)Ts为冲激抽样序列周期低通滤波器的冲激响应为h(t)=Ts*ωc/π*Sa(ωct)ωc为低通滤波器截止频率利用时域卷积关系可求得输出信号为f(t)=fs(t)*h(t)(此处*为卷积,其余均为乘积)=Ts*ωc/π∑f(nTs)Sa[ωc(t-nTs)]（此解调出来的信号即为调制信号）也可以从频域上分析时域的抽样造成频域的周期延拓，抽样后的fs(t)的频谱具有周期性，以ωs为周期，只要满足ωs>2ωm(ωm为信号的频率)，频谱就不会混叠，用低通滤波器就可以截出-ωc到+ωc之间的频谱，从而恢复出原信号

比较容易理解的是采样频率。它是采样信号的频率，就是每秒钟采集多少个点（数据）。有一个定理叫取样定理（又叫做奈奎斯特定理，前苏联叫卡切尔尼科夫定理）就是采样频率必须高于输入信号里最高频率成分的两倍以上，才可以使后面环节里不失真地恢复原来的信号。

　　贝赛尔(Bessel)滤波器是具有最大平坦的群延迟（线性相位响应）的线性过滤器。贝赛尔滤波器常用在音频天桥系统中。模拟贝赛尔滤波器描绘为几乎横跨整个通频带的恒定的群延迟，因而在通频带上保持了被过滤的信号波形。滤波器的名字来自于Friedrich贝赛尔，一位德国数学家（1784–1846），他发展了滤波器的数学理论基础。　　贝塞尔(Bessel)滤波器具有最平坦的幅度和相位响应。带通（通常为用户关注区域）的相位响应近乎呈线性。Bessel滤波器可用于减少所有IIR滤波器固有的非线性相位失真。

贝塞尔(Bessel)线性相位滤波器正是由于具有向其截止频率以下的所有频率提供等量延时的特性，才被用于音频设备中，在音频设备中，必须在不损害频带内多信号的相位关系前提下，消除带外噪声。另外，贝塞尔滤波器的阶跃响应很快，并且没有过冲或振铃，这使它在作为音频DAC输出端的平滑滤波器，或音频ADC输入端的抗混叠滤波器方面，是一种出色的选择。贝塞尔滤波器还可用于分析D类放大器的输出，以及消除其它应用中的开关噪声，来提高失真测量和示波器波形测量的精确度。虽然贝塞尔滤波器在它的通频带内提供平坦的幅度和线性相位(即一致的群延时)响应，但它的选择性比同阶(或极数)的巴特沃斯(Butterworth)滤波器或切比雪夫(Chebyshev)滤波器要差。因此，为了达到特定的阻带衰减水平，需要设计更高阶的贝塞尔滤波器，从而它又需要仔细选择放大器和元件来达到最低的噪声和失真度。

哥们 你知道出处吗 告诉下 谢谢了

这个要看你的传输系统是数字的还是模拟的了。如果传输的数字信号，那么就直接用数字滤波器进行滤波，滤除带外的频谱分量就可以了。如果传输的是模拟信号，就需要一个模拟的抗混叠滤波器，后面再接一个A/D将模拟信号变为数字信号进行后续的基带信号处理。

未必。例如在AD之前使用的抗混叠低通滤波器，是不可以用数字滤波器代替的，因为如果取消硬件抗混叠滤波器，那么AD采样时就会发生频谱混叠，已经混叠的数字信号频谱再怎么数字滤波已经晚了。

有源滤波器对于现代电子设备非常重要；每个数据采集系统都需要有源滤波器，将其作为抗混叠滤波器于模数转换器之前使用，或作为反成像滤波器于数模转换器之后使用，以获取带宽限制信号。 仪器依靠有源滤波器进行精确的信号测量。 有源滤波器适用于低于 1 Hz 至 10 MHz 范围内的截止频率，而适用于此范围的无源滤波器设计必须具备非常大的组件值和组件尺寸。 其设计和验证过程可能会乏味又耗时。WEBENCH 滤波设计器在数分钟内便能让您设计、优化并模拟一套完整的多级有源滤波器解决方案。 使用精选的 TI 运算放大器和 TI 供应商合作伙伴提供的无源组件，设计出最佳的滤波器。选择低通、高通、带通和带阻滤波器类型。 指定衰减、群时延和阶跃响应的性能约束条件。 从切比雪夫、巴特沃斯、贝塞尔、6 dB 过渡态高斯、12 dB 过渡态高斯、线性相位 0.05°、线性相位 0.005°等各种滤波器响应中选择。 通过对脉冲响应、趋稳时间、最低成本、通带纹波、阻带衰减进行优化，确定最适合您的设计的滤波器响应。使用 Sallen-Key 或多重反馈拓补结构设计您的滤波器，并通过对比带宽、电流、成本和其他参数对增益带宽进行评估，为您的设计选择最佳的运算放大器。 在理想值、0.5%、1%、2%、5%、10% 和 20% 的值（E192、E96、E48、E24、E12 和 E6）之间指定您的电阻器/电容器容差。 使用用户定义的电容器种子值进行试验。 优化滤波器拓补结构，以提高灵敏度、降低成本并减小封装尺寸。

抗混叠滤波器：这一类器件被放置在模数转换器(ADC)之前，用来衰减信号中Nyquist频率以上的成分，即高于ADC采样率一半的信号分量。这些滤波器的响应通常都设计得尽可能陡，目的是尽可能将截止频率以上的信号统统滤掉。

前置滤波器也称抗混叠滤波器，其作用是：(1)将有用的信号与噪声分离，提高信号的抗干扰性及信噪比;提高电源的品质、电路的线性、减少各种杂波和非线性失真干扰和谐波干扰等均使用滤波器。(2)滤掉不感兴趣的频率成分，提高分析精度。(3)从复杂频率成分中分离出单一的频率分量

作用是：滤除高于0.5倍采样频率的无用的高频分量，以减少频谱混叠；它采用何种滤波器：模拟低通滤波器理论截止频率=0.5倍采样频率

动态信号测试分析系统中为什么要使用抗混滤波器呢？大家都知道“奈奎斯特采样定律”， 在对模拟信号进行离散化时，采样频率f2至少应2倍于被分析的信号的最高频率f1,即： f2≥2 f1；否则可能出现因采样频率不够高，模拟信号中的高频信号折叠到低频段，出现虚假频率成分的现象（如下图所示），称之为：混叠。

工程测量中采样频率不可能无限高也不需要无限高，因为一般只关心一定频率范围内的信号成份。为解决频率混叠，在对模拟信号进行离散化采集前，采用低通滤波器滤除高于1/2采样频率的频率成份。实际仪器设计中，这个低通滤波器的截止频率(fc) 为：截止频率（fc）=采样频率（fs） / 2．56在进行动态信号测试中测量仪器必须具有抗混滤波功能，例如：在大型桥梁、高楼、机械设备等动态振动测试及模态分析中，信号所包含的频率成份理论上是无穷的。例如：桥梁的模态理论上有无限多个，但我们只关心对振动贡献最大的前几阶模态。如果不对振动的模拟信号进行低通抗混滤波，高阶模态频率很可能会混叠到低频段，形成虚假的模态频率，给模态参数识别带来困难。 抗混滤波器一般指低通滤波器，但滤波器有低通滤波器、带通滤波器、带阻滤波器、高通滤波器、高阻滤波器。滤波器的主要性能指标以低通滤波器为例，理想的低通滤波器为矩形，但实际中是不可能实现的。衡量低通滤波器性能的指标主要包括以下几方面：带内波纹度：通带的幅值精度指标，例如：带内波纹度为±0.1dB时，对幅值精度的影响约为±1%（这正是为什么一般的数采器幅值精度可以做到千分之几，一般的数采器用很高的采样频率进行采集，不加低通滤波器)。阻带下降斜率：滤波器在截至频率开始下降，下降斜率越大越好。一般采用每个倍频程的下降分贝数衡量，例如：满足工程测量需要的阻带下降斜率约为-80dB/oct。滤波器落差：带通到带阻差值的分贝数dB。值得一提的是：随着DSP信号处理芯片的出现，现代测试仪器中已采用模拟滤波加数字滤波，使滤波器性能指标突飞猛进。例如:带内波纹度可达±0.05dB,阻带下降斜率可达到约-200dB/oct，大大好于纯模拟滤波器。

为解决频率混叠，在对模拟信号进行离散化采集前，采用低通滤波器滤除高于1/2采样频率的频率成份。实际仪器设计中，这个低通滤波器的截止频率(fc) 为： 截止频率（fc）= 采样频率（fs） / 2．56 在进行动态信号测试中测量仪器必须具有抗混滤波功能，例如：在大型桥梁、高楼、机械设备等动态振动测试及模态分析中，信号所包含的频率成份理论上是无穷的。 例如：桥梁的模态理论上有无限多个，但我们只关心对振动贡献最大的前几阶模态。如果不对振动的模拟信号进行低通抗混滤波，高阶模态频率很可能会混叠到低频段，形成虚假的模态频率，给模态参数识别带来困难。 抗混叠滤波器的性能指标 抗混滤波器一般指低通滤波器，但滤波器有低通滤波器、带通滤波器、带阻滤波器、高通滤波器、高阻滤波器。滤波器的主要性能指标以低通滤波器为例，理想的低通滤波器为矩形，但实际中是不可能实现的。衡量低通滤波器性能的指标主要包括以下几方面： 阻带下降斜率：滤波器在截至频率开始下降，下降斜率越大越好。一般采用每个倍频程的下降分贝数衡量，例如：满足工程测量需要的阻带下降斜率约为-80dB/oct。 滤波器落差：带通到带阻差值的分贝数dB。 值得一提的是：随着DSP信号处理芯片的出现，现代测试仪器中已采用模拟滤波加数字滤波，使滤波器性能指标突飞猛进。例如:带内波纹度可达±0.05dB,阻带下降斜率可达到约-200dB/oct，大大好于纯模拟滤波器。 抗混叠滤波器 在动态信号的数据采集过程中，为了防止高于采祥频率一半的信号产生混叠而造成的误差，抗混叠滤波器是不可少的一般情况下，抗混叠滤波器是低通滤波器，对抗混叠滤波器，其实现难点在于： ①过渡带必须很陡； ②截止频率随采样频率的改变而改变； ③对双(多)通道采集,往往要求两。 低通滤波环节 低通滤波环节用于滤除信号中的高频分量。信号采集过程中不可避免地会有高频干扰信号混杂在有用信号当中。为了使这些信号的频率满足奈奎斯特采样定理所规定的范围，除去采集的一些不确定信号对有用信号造成的干扰，并最大程度地抑制或消除混叠现象对数据采集的影响，就需要先利用这个低通滤波器对无用信号进行衰减和滤除。抗混叠滤波器除了对无用信号的衰减和滤除，还可以为ADC转换产生的瞬态能量提供缓冲。 抗混叠滤波器可以采用无源的低通滤波器，最简单的是一阶RC低通滤波器。或者采用运算放大器加RC网络组成有源滤波器。如果选用二阶低通滤波器，可以使用运算放大器加RC网络组成有源滤波器。如果选用高阶低通滤波器。可以选用低通滤波器集成电路。无源滤波器设计简单，易于掌握，但这种滤波器的实测滤波特性与理论上的预定特性差别较大，在通带内又不能取得良好的阻抗匹配,很难满足对滤波特性精度高的要求：有源滤波器是以网络综合理论为基础的分析方法，它先找出与理想滤波特性相近似的网络函数，然后根据综合方法实现该网络函数，由这种方法设计出来的滤波器实测的滤波特性与理论预定特性十分接近，适合高精度滤波器的设计要求。但是若选用有源滤波器,需要考虑很多问题。比如设计滤波器时要考虑元件参数是否会对前后电路造成影响。设计低通环节要注意滤波器的主要特性指标，如特性频率、带宽、增益与衰减、阻尼系数与品质因数等。

为解决频率混叠，在对模拟信号进行离散化采集前，采用低通滤波器滤除高于1/2采样频率的频率成份。实际仪器设计中，这个低通滤波器的截止频率(fc) 为： 截止频率（fc）= 采样频率（fs） / 2．56 在进行动态信号测试中测量仪器必须具有抗混滤波功能，例如：在大型桥梁、高楼、机械设备等动态振动测试及模态分析中，信号所包含的频率成份理论上是无穷的。 例如：桥梁的模态理论上有无限多个，但我们只关心对振动贡献最大的前几阶模态。如果不对振动的模拟信号进行低通抗混滤波，高阶模态频率很可能会混叠到低频段，形成虚假的模态频率，给模态参数识别带来困难。 抗混叠滤波器的性能指标 抗混滤波器一般指低通滤波器，但滤波器有低通滤波器、带通滤波器、带阻滤波器、高通滤波器、高阻滤波器。滤波器的主要性能指标以低通滤波器为例，理想的低通滤波器为矩形，但实际中是不可能实现的。衡量低通滤波器性能的指标主要包括以下几方面： 阻带下降斜率：滤波器在截至频率开始下降，下降斜率越大越好。一般采用每个倍频程的下降分贝数衡量，例如：满足工程测量需要的阻带下降斜率约为-80dB/oct。 滤波器落差：带通到带阻差值的分贝数dB。 值得一提的是：随着DSP信号处理芯片的出现，现代测试仪器中已采用模拟滤波加数字滤波，使滤波器性能指标突飞猛进。例如:带内波纹度可达±0.05dB,阻带下降斜率可达到约-200dB/oct，大大好于纯模拟滤波器。 抗混叠滤波器 在动态信号的数据采集过程中，为了防止高于采祥频率一半的信号产生混叠而造成的误差，抗混叠滤波器是不可少的一般情况下，抗混叠滤波器是低通滤波器，对抗混叠滤波器，其实现难点在于： ①过渡带必须很陡； ②截止频率随采样频率的改变而改变； ③对双(多)通道采集,往往要求两。 低通滤波环节 低通滤波环节用于滤除信号中的高频分量。信号采集过程中不可避免地会有高频干扰信号混杂在有用信号当中。为了使这些信号的频率满足奈奎斯特采样定理所规定的范围，除去采集的一些不确定信号对有用信号造成的干扰，并最大程度地抑制或消除混叠现象对数据采集的影响，就需要先利用这个低通滤波器对无用信号进行衰减和滤除。抗混叠滤波器除了对无用信号的衰减和滤除，还可以为ADC转换产生的瞬态能量提供缓冲。 抗混叠滤波器可以采用无源的低通滤波器，最简单的是一阶RC低通滤波器。或者采用运算放大器加RC网络组成有源滤波器。如果选用二阶低通滤波器，可以使用运算放大器加RC网络组成有源滤波器。如果选用高阶低通滤波器。可以选用低通滤波器集成电路。无源滤波器设计简单，易于掌握，但这种滤波器的实测滤波特性与理论上的预定特性差别较大，在通带内又不能取得良好的阻抗匹配,很难满足对滤波特性精度高的要求：有源滤波器是以网络综合理论为基础的分析方法，它先找出与理想滤波特性相近似的网络函数，然后根据综合方法实现该网络函数，由这种方法设计出来的滤波器实测的滤波特性与理论预定特性十分接近，适合高精度滤波器的设计要求。但是若选用有源滤波器,需要考虑很多问题。比如设计滤波器时要考虑元件参数是否会对前后电路造成影响。设计低通环节要注意滤波器的主要特性指标，如特性频率、带宽、增益与衰减、阻尼系数与品质因数等。

连续时间微分系统的滤波器特性是能够直接处理模拟信号。不需要经过A/D，D/A转换、采样和保持以及抗混叠滤波器。连续时间滤波器的频率能够达到几百MHz，因而广泛地用于高频应用中。对于高性能的连续时间滤波器，主要类型有三种:有源RC滤波器，MOSFET-C滤波器，跨导电容(Gm-C)滤波器。都用MOS或BiCMOS技术以及双极型晶体管来实现。

额，这个要看你用什么软件来做了。仿真的话，你用MATLAB吧~这个里面有很多现成的函数可以调用。建议你先看看关于MATLAB的书，上面有很多的实例的。

数字滤波器(digital filter)是由数字乘法器、加法器和延时单元组成的一种装置。其功能是对输入离散信号的数字代码进行运算处理，以达到改变信号频谱的目的。由于电子计算机技术和大规模集成电路的发展，数字滤波器已可用计算机软件实现，也可用大规模集成数字硬件实时实现。数字滤波器是一个离 散时间系统（按预定的算法，将输入离散时间信号转换为所要求的输出离散时间信号的特定功能装置）。应用数字滤波器处理模拟信号时，首先须对输入模拟信号进行限带、抽样和模数转换。数字滤波器输入信号的抽样率应大于被处理信号带宽的两倍，其频率响应具有以抽样频率为间隔的周期重复特性，且以折叠频率即1／2抽样频率点呈镜像对称。为得到模拟信号，数字滤波器处理的输出数字信号须经数模转换、平滑。数字滤波器具有高精度、高可靠性、可程控改变特性或复用、便于集成等优点。数字滤波器在语言信号处理、图像信号处理、医学生物信号处理以及其他应用领域都得到了广泛应用。数字滤波器有低通、高通、带通、带阻和全通等类型。它可以是时不变的或时变的、因果的或非因果的、线性的或非线性的。应用最广的是线性、时不变数字滤波器.

工程测量中采样频率不可能无限高也不需要无限高,因为一般只关心一定频率范围内的信号成份。为解决频率混叠,在对模拟信号进行离散化采集前,采用低通滤波器滤除高于1/..

会有一定的插入损耗，信号会减少部分

1.滤除高频干扰2.控制截止频率，以满足采样定理的要求，也称抗混叠滤波器

前置滤波器也称抗混叠滤波器，其作用是： (1)将有用的信号与噪声分离，提高信号的抗干扰性及信噪比;提高电源的品质、电路的线性、减少各种杂波和非线性失真干扰和谐波干扰等均使用滤波器。 (2)滤掉不感兴趣的频率成分，提高分析精度。 (3)从复杂频率成分中分离出单一的频率分量。

作用是：滤除高于0.5倍采样频率的无用的高频分量,以减少频谱混叠； 它采用何种滤波器：模拟低通滤波器 理论截止频率=0.5倍采样频率

滤波器，顾名思义，是对波进行过滤的器件。“波”是一个非常广泛的物理概念，在电子技术领域，“波”被狭义地局限于特指描述各种物理量的取值随时间起伏变化的过程。该过程通过各类传感器的作用，被转换为电压或电流的时间函数，称之为各种物理量的时间波形，或者称之为信号。因为自变量时间‘是连续取值的，所以称之为连续时间信号，又习惯地称之为模拟信号(Analog Signal)。随着数字式电子计算机(一般简称计算机)技术的产生和飞速发展，为了便于计算机对信号进行处理，产生了在抽样定理指导下将连续时间信号变换成离散时间信号的完整的理论和方法。也就是说，可以只用原模拟信号在一系列离散时间坐标点上的样本值表达原始信号而不丢失任何信息，波、波形、信号这些概念既然表达的是客观世界中各种物理量的变化，自然就是现代社会赖以生存的各种信息的载体。信息需要传播，靠的就是波形信号的传递。信号在它的产生、转换、传输的每一个环节都可能由于环境和干扰的存在而畸变，有时，甚至是在相当多的情况下，这种畸变还很严重，以致于信号及其所携带的信息被深深地埋在噪声当中了。滤波，本质上是从被噪声畸变和污染了的信号中提取原始信号所携带的信息的过程。

在设计数据采集系统时，一项重要的任务是选择A，D转换器的采样频率，如果没有适当的滤波处理．这些信号会严重影响数据转换系统的性能指标。为了避免这种现象，必须保证信号中没有更高的频率成分。因此，我们必须了解信号的最高频率，采样频率需要高于这个频率的2～1O倍。一种最原始的考虑是从数字域解决这个问题，但这显然是不可取的，因为一旦完成信号采样，有些信号混叠到所感兴趣的频段，则无法从信号中移除这些频率成分。抗混叠滤波必须在模拟域进行，即在信号采样之前。

频谱泄露 会造成 频谱的混叠失真。频谱加窗尽可能减少频谱泄露，不好的窗函数截取后仍然造成采样频谱的混叠。频谱加窗--抗混叠滤波--采样？也不太懂

巴特沃斯响应（最平坦响应）巴特沃斯响应能够最大化滤波器的通带平坦度。该响应非常平坦，非常接近DC信号，然后慢慢衰减至截止频率点为-3dB，最终逼近-20ndB/decade的衰减率，其中n为滤波器的阶数。巴特沃斯滤波器特别适用于低频应用，其对于维护增益的平坦性来说非常重要。贝塞尔响应除了会改变依赖于频率的输入信号的幅度外，滤波器还会为其引入了一个延迟。延迟使得基于频率的相移产生非正弦信号失真。就像巴特沃斯响应利用通带最大化了幅度的平坦度一样，贝塞尔响应最小化了通带的相位非线性。切贝雪夫响应在一些应用当中，最为重要的因素是滤波器截断不必要信号的速度。如果你可以接受通带具有一些纹波，就可以得到比巴特沃斯滤波器更快速的衰减。附录A包含了设计多达8阶的具巴特沃斯、贝塞尔和切贝雪夫响应滤波器所需参数的表格。其中两个表格用于切贝雪夫响应∶一个用于0.1dB最大通带纹波；另一个用于1dB最大通带纹波。

实际信号通常为非带限信号，其中混有高频噪声，此时无论采样频率选取多高，频率折叠不可避免。因此，应首先估计一下信号的带宽w，使信号的90%以上的能量集中在此带宽w内，采样频率也要适当加大。从硬件方面入手的话，在模数转换器前引入带宽为w的模拟低通滤波器，称为预采样滤波器或称抗混滤波器，将大雨折叠频率的高频分量滤掉，以避免频率折叠。

滤去高频信号（噪声），获取我们所需要的有用信号。

信号经过时域采样后，在频域呈现周期延拓特性，如果输入的信号不是带限信号或没有一个最高频率fh的话(白噪声就是一个频率可至无穷的信号)，无法找到高于2fh的采样频率，用有限的采样率对信号进行采样，频谱周期延拓过程中必然产生混叠。因此抗混叠滤波器的目的就是使输入信号成为一个带限信号，以便能选择fs。截止频率的设置，若A/D器件已经选好了，且其采样率fs一定，则截止频率要设置到fs/2以下(当然这说的低通采样)。若器件没选，截止频率的选择要保证信号的主要频率分量包含在内。

抗混叠滤波器就是普通的低通滤波器，只是应用目标是用来抗（取样后信号频谱）混叠。

工程测量中采样频率不可能无限高也不需要无限高，因为一般只关心一定频率范围内的信号成份。为解决频率混叠，在对模拟信号进行离散化采集前，采用低通滤波器滤除高于1/2采样频率的频率成份。实际仪器设计中，这个低通滤波器的截止频率(fc)为：截止频率（fc）=采样频率（fs）/2．56在进行动态信号测试中测量仪器必须具有抗混滤波功能，例如：在大型桥梁、高楼、机械设备等动态振动测试及模态分析中，信号所包含的频率成份理论上是无穷的。例如：桥梁的模态理论上有无限多个，但我们只关心对振动贡献最大的前几阶模态。如果不对振动的模拟信号进行低通抗混滤波，高阶模态频率很可能会混叠到低频段，形成虚假的模态频率，给模态参数识别带来困难。抗混滤波器一般指低通滤波器，但滤波器有低通滤波器、带通滤波器、带阻滤波器、高通滤波器、高阻滤波器。滤波器的主要性能指标以低通滤波器为例，理想的低通滤波器为矩形，但实际中是不可能实现的。衡量低通滤波器性能的指标主要包括以下几方面：带内波纹度：通带的幅值精度指标，例如：带内波纹度为±0.1dB时，对幅值精度的影响约为±1%（这正是为什么一般的数采器幅值精度可以做到千分之几，一般的数采器用很高的采样频率进行采集，不加低通滤波器)。阻带下降斜率：滤波器在截至频率开始下降，下降斜率越大越好。一般采用每个倍频程的下降分贝数衡量，例如：满足工程测量需要的阻带下降斜率约为-80dB/oct。滤波器落差：带通到带阻差值的分贝数dB。值得一提的是：随着DSP信号处理芯片的出现，现代测试仪器中已采用模拟滤波加数字滤波，使滤波器性能指标突飞猛进。例如:带内波纹度可达±0.05dB,阻带下降斜率可达到约-200dB/oct，大大好于纯模拟滤波器。

抗混叠滤波器（anti-alias filter）是一个低通滤波器，用以在输出电平中把混叠频率分量降低到微不足道的程度。抗混叠滤波器（anti-alias filter）是一个低通滤波器，用以在输出电平中把混叠频率分量降低到微不足道的程度。抗混叠滤波器（anti-alias filter）是一个低通滤波器，用以在输出电平中把混叠频率分量降低到微不足道的程度。

抗混叠滤波器是一个低通滤波器，用以在输出电平中把混叠频率分量降低到微不足道的程度。基本原理工程测量中采样频率不可能无限高也不需要无限高，因为一般只关心一定频率范围内的信号成分。为解决频率混叠，在对模拟信号进行离散化采集前，采用低通滤波器滤除高于1/2采样频率的频率成分。在进行动态信号测试中测量仪器必须具有抗混滤波功能，例如：在大型桥梁、高楼、机械设备等动态振动测试及模态分析中，信号所包含的频率成分理论上是无穷的。扩展资料：主要作用“波”是一个非常广泛的物理概念，在电子技术领域，“波”被狭义地局限于特指描述各种物理量的取值随时间起伏变化的过程。该过程通过各类传感器的作用，被转换为电压或电流的时间函数，称之为各种物理量的时间波形。信息需要传播，靠的就是波形信号的传递。信号在它的产生、转换、传输的每一个环节都可能由于环境和干扰的存在而畸变，有时，甚至是在相当多的情况下，这种畸变还很严重，以致于信号及其所携带的信息被深深地埋在噪声当中了。参考资料来源：百度百科—抗混叠滤波器

这个就是一个很难的问题了。以太网滤波器，也叫做网络变压器，或者数据泵，主要是用来进行电路隔离和保护的，主要是用来防止雷击、静电等对以太网芯片造成损坏。网络变压器里面其实就是变压器。说实话，这个东西一般很难坏，除非受到大的雷击或者静电。重点是，它的线圈都在里面，从外表根本就看不到。说回来，就算看到，一般也看不明白哪里坏了。如果你有万用表，可以试着测试一下：找到网络变压器的型号，在网上找到它的资料，看看它内部的原理图，根据原理图测试一下该导通的管脚之间是否导通，不该导通的管脚之间是否不导通。如果该导通的不导通，或者不该导通的导通了，那就肯定是坏了。否则，无法判断。在硬件开发中，遇到这种问题一般也是按照上述方法测试或者进行X-RAY检查，更简单的直接进行更换，然后进行元器件破坏性分析（DPA）或者不再进行分析。总之，除了特别明显的管脚问题或者烧毁之类的，肉眼是无法直接判断好坏的。

因为我国交流电源的频率都是50Hz的，不是50Hz的滤波器给谁用啊？跑到美国去可以用60Hz的。

1、倘若一滤波器的构成部分，较K常数型具有较尖锐的截止频率（即对频率范围选择性强），而同时对此截止频率以外的其他频率只有较小的衰减率者，称为m常数滤波器。所谓截止频率，亦即与滤波器有尖锐谐振的频率。2、滤波器是一种选频装置，可以使信号中特定的频率成分通过，而极大地衰减其他频率成分。利用滤波器的这种选频作用，可以滤除干扰噪声或进行频谱分析。3、滤波器的选择，首选，就是专用滤波器了，比方说变频器就有变频器专用滤波器、伺服有伺服专用滤波器、中频炉有中频炉专用滤波器。4、对于直流供电模式来讲，最好选择直流滤波器；在特殊情况下也可以使用交流滤波器；要根据滤波器的应用场合，相关技术参数，对滤波器的要求和屏蔽室测量频率段等来参考选择。

【答案】：A、B、DABC三项，《±800kV直流换流站设计规范》（GB 50789—2012）第5.1.4条规定，交流滤波器接线应符合下列规定：①交流滤波器接线除应满足直流系统要求外，还应满足交流系统接线，以及交、直流系统对交流滤波器投切的要求；②交流滤波器宜采用大组的方式接入换流器单元所联接的交流母线；③交流滤波器的高压电容器前应设接地开关。D项，第4.2.7-2条规定，当采用并联电容器作为无功补偿设备时，应与交流滤波器统一设计。

出现这种情况的原因如下：1、检查滤波器元件：检查滤波器的元件，例如电容器和电感器。确保它们的数值和规格与设计要求相匹配，并检查它们是否存在损坏、老化或失效的迹象。2、如有必要，更换故障的元件。评估电源质量：检查供电电源的质量。不稳定或污染的电源可能导致剩余电压过大。使用稳定、纯净的电源或添加合适的电源滤波器来改善电源质量。3、检查接线和连接：确保滤波器的接线正确且紧固。松动的接线或不良的连接可能导致电压过大。

多点采样取平均值

这个肯定是不会降低交流电源的频率

机箱带电的原因一般有两种 ：第一种原因：在微机内部带有220V交流电 的位置有两处。一是在主机箱的主板电源开关上 ；二是在微机电源的内 部。导致机箱带电的可能是这两部位与机箱短路或电源内部有故障。第二种原因：是来自微机电源内部。为防止来源于微机外部的电磁干扰，在 电源220V输入回路装有滤波电路。该滤波电路由两个电容串联组成，两个 电容的中点与电源外壳直接连接。因此机壳电位的理论值是110V。这种漏 电用试电笔是能够测出的。由第一种原因造成的短路有导致人身伤亡事 故的危险，应立即停机检修。但出现此故障的可能性较小。你的微机不会 是这种原因。由第二种原因导致的漏电是必然的。由于其漏电电流很小， 不会对人体造成伤害,但会形成“麻电”--即在身体与机箱裸露部位接触 时感觉到的针刺般的电击。不影响微机的正常工作。 消除漏电行之有效 的方法是严格按照电气安全规范安装保护接地装置 （应该是接大地）。 但是一般家庭的电源均没有接地线，所以比较困难。

因为有害的电磁干扰的频率要比正常信号频率高得多，所以电磁干扰滤波器是通过选择性地阻拦或分流有害的高频来发挥作用的。基本上，电磁干扰滤波器的感应部分被设计作为一个低通器件使交流线路频率通过，同时它还是一个高频截止器件，电磁干扰滤波器的其他部分使用电容来分路或分流有害的高频噪声，使这些有害的高频噪声不能到达敏感电路。这样，电磁干扰滤波器显著降低或衰减了所有要进入或离开受保护电子器件的有害噪声信号。电磁干扰滤波器通常置于开关电源和电网相连的前端,是由串联电抗器和并联电容器组成的低通滤波器。如右图所示，噪声源等效阻抗为Zsource、电网等效阻抗为Zsink。Satons滤波器指标（fstop和Hstop）可以由一阶、二阶或三阶低通滤波器实现，滤波器传递函数的计算通常在高频下近似，也就是说对于n阶滤波器，忽略所有ωk相关项（当k<n），只取含ωn相关项。特别要注意的是要考虑输入、输出阻抗不匹配给滤波特点带来的干扰。

除去负载的交流声音方法有:1、加大滤波电容。2、调整变压器的安装位置和方向。3、合理选择线路接地点的位置。

【答案】：B、C、D根据《±800kV直流换流站设计规范》（GB/T 50789—2012）第4.2.9条第2款规定，交流滤波器的配置应根据换流站产生的谐波和交流系统的背景谐波以及谐波干扰指标确定。

都是交流滤波器。

用频率仪看滤波后的频率是否纯50赫

一般滤波器上，LINE 是输入就接输入端LOND 是输出就接输出端这个不要接错就行了